Рубрики
Источники питания

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля Анатолий Виноградов Андрей Сибирцев Илья Колодин В статье представлена методика

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля Анатолий Виноградов
Андрей Сибирцев
Илья Колодин

В статье представлена методика расчета температуры кристаллов IGBT силового модуля, работающего в составе преобразователя частоты. Методика базирована на инфы о моментальных значениях выходных токов, входного напряжения и вектора управляющих воздействий инвертора. Рассмотрена термическая модель IGBT силового модуля, позволяющая в реальном времени вычислять секундные значения температуры кристаллов, и термическая защита преобразователя частоты, построенная на ее базе. Приведены результаты моделирования, натурного опыта и промышленного внедрения.

Введение

Выбор силовых полупроводниковых устройств, работающих в устройствах с большенными кратностями перегрузок по току, а именно в высокодинамичных электроприводах переменного тока с векторным управлением, определяется, обычно, не номинальными значениями нагрузок, а нужной перегрузочной чертой. Эта черта определяет зависимость величины тока перегрузки от времени ее деяния при данном температурном режиме работы преобразователя частоты. Важным условием, определяющим надежность преобразователя, является наличие защиты его силовых ключей от термического разрушения при токовых перегрузках. Более действенная защита ключей реализуется на базе контроля температуры их кристаллов. Потому что конкретное измерение температуры кристалла произвести очень проблематично, то защита преобразователя обычно создается на базе контроля температуры в других точках: на охладителе в конкретной близости от силового модуля, или при помощи встроенного в модуль датчика, измеряющего температуру корпуса (глиняной подложки). Разумеется, что вследствие инерционности датчиков температуры и наличия переходных термических сопротивлений «охладитель-корпус» и «корпус-кристалл», контроль температуры в обозначенных точках может отлично защищать силовой модуль только при относительно долгих перегрузках с маленькими перегрузками по току. Реализация время-токовой защиты по обширно известному аспекту 8I 2dt в случае с краткосрочными перегрузками IGBT также не способна защитить кристалл от термического разрушения. В итоге приходится ограничивать допустимую величину перегрузки по току на заранее заниженном уровне, чтоб краткосрочные пики тока, не отслеживаемые датчиком температуры, не приводили к термическому разрушению кристалла, или выбирать силовые модули с необоснованно огромным припасом. Значительно расширить спектр допустимых токовых перегрузок (в неких режимах работы электропривода более чем на 50%) позволяет построение температурной защиты преобразователя частоты на базе динамической модели термических процессов IGBT силового модуля.

Методология и методы расчета утрат в элементах силового модуля и температуры кристаллов довольно отлично изложены в публикациях ведущих производителей IGBT, таких как EUPEC, Semikron, Митсубиши, и в других работах [1-3]. В текущее время ведущие компании распространяют на собственных веб-сайтах программки для автоматического термического расчета и выбора IGBT силовых модулей — IPOSIM, SEMISEL, MelcoSim [4]. Эти программки и положенные в их базу методы расчетов специально разрабатывались для автоматизации анализа термического состояния силовых ключей и процесса выбора модуля на шаге проектирования изделия по более напряженному квазиустановившемуся термическому режиму. Программки обустроены надежными средствами визуализации входных данных и результатов расчета. Результаты термических расчетов представляются в виде набора многофункциональных зависимостей утрат, температур, предельных выходных токов IGBT-модуля от режима его работы. В качестве начальных данных задаются тип силового модуля и его корпуса, также интегральные свойства избранного установившегося режима работы: действующее значение выходного тока; спектр частот основной гармоники выходного напряжения; частота ШИМ; входное напряжение инвертора; коэффициент модуляции; cos(φ) нагрузки; температура корпуса. Если в термический расчет заходит выбор системы остывания, как у компании Semikron, то дополнительно задаются нужные для этого характеристики, а конкретно: температура среды; количество ключей параллельно соединенных модулей на одном радиаторе; метод остывания; скорость воздуха либо воды в системе принудительного остывания; термическое сопротивление «теплосток — окружающая среда».

Но принятый в этих моделях метод вычислений, основанный на задании интегральных характеристик установившегося режима работы, и, тем паче, форма представления результатов, получаемых в процессе расчетов, не комфортны для построения температурной защиты IGBT-модуля по последующим причинам:

  • Действенная термическая защита должна в реальном масштабе времени учесть конфигурации всех главных характеристик, влияющих на секундное значение температуры кристалла, во всех вероятных режимах работы электропривода — как в статических, так и в динамических.
  • В реальном частотно-регулируемом электроприводе частота основной гармоники, выходной ток, коэффициент модуляции, cos(cp) являются переменными величинами, изменяющимися в широких границах.
  • Частота модуляции в современных электроприводах также является переменной. В системах с жестким законом формирования ШИМ [5] она доступна для конфигурации юзеру в широких границах (от единиц до 10-ов килогерц). В системах с релейным методом формирования ШИМ, а именно, в системах прямого управления моментом и в системах с релейным контуром тока [6], понятие фиксированной частоты модуляции вообщем отсутствует.
  • Термическая защита должна учесть особенности определенного метода формирования ШИМ и ограничения, связанные с «неидеальностями» динамических параметров силовых ключей [5] и системы управления.

Термическая модель IGBT силового модуля

Базисные принципы и допущения, принятые при построении термический модели

1) Термический расчет производится на базе инфы о моментальных значениях переменных: токов, протекающих через элементы силового модуля (транзисторы и оборотные диоды); входного напряжения инвертора; моментального состояния всех частей модуля. Таковой подход обеспечивает инвариантность метода термического расчета к интегральным, усредненным на периоде основной гармоники, значениям переменных, также к методу формирования и виду ШИМ. Усреднение переменных допускается лишь на малых интервалах, значения которых меньше самой малой термический неизменной времени кристаллов. Анализ характеристик термических моделей силовых модулей серий FP, FS с IGBT 3-го поколения компании EUPEC показал, что термические неизменные времени кристаллов в главном лежат в интервале 0,002-0,1 °C. Среднеквадратичная оценка неизменной времени кристаллов при аппроксимации термический модели одним экспоненциальным участком составляет величину, близкую к 0,03 °C для всех типоразмеров модулей. С учетом этого интервал усреднения утрат может выбираться из условия: Thc ≤ 2 мс. Полагаем, что на интервалах времени, наименьших Thc, надежную защиту силового модуля обеспечивает двухуровневая максимально-токовая защита: 1-ый уровень — программный (на базе измерения моментальных значений выходных токов фаз), 2-ой — аппаратный, реализованный на базе контроля насыщения IGBT.

2) Более действенная защита от термического разрушения кристаллов во всех вероятных режимах работы инвертора, в том числе и при несимметричной загрузке силовых ключей, реализуется на базе поэлементного расчета температуры всех транзисторов и оборотных диодов IGBT-модуля. Уменьшить количество участвующих в термическом расчете частей силового модуля можно, вводя дополнительные ограничения на допустимые режимы работы преобразователя, к примеру:

  • ограничение величины тока в генераторных режимах работы нагрузки преобразователя (cos(φ) на определенном расчетном уровне позволяет держать под контролем температуру только транзисторов модуля, потому что температура оборотных диодов оказывается заранее ниже максимально допустимых значений;
  • допущение о симметрии выходных токов преобразователя позволяет строить его термическую защиту на базе контроля температур частей 1-го плеча трехфазного моста.

3) Временные конфигурации температуры, вызванные связью отдельных частей силового модуля, пренебрежимо малы по сопоставлению с эффектами самонагрева кристаллов [1]. Повышение температуры из-за термический связи частей вместе может считаться относительно медлительно изменяющейся величиной, измеряемой интегрированным датчиком температуры корпуса IGBT силового модуля.

4) Утраты включения диодика пренебрежимо малы по сопоставлению с потерями выключения. Главные этапы расчета термических процессов IGBT-модуля, выполняемые на каждом интервале усреднения утрат:

1) расчет времени проводящего состояния частей силового модуля: Tcondi, где I = 1, 2…p, p — число частей модуля, участвующих в
его термическом расчете;

  • расчет числа включений (Non) и выключений (Noffr) частей силового модуля;
  • расчет тока через элемент (I );
  • расчет мощности утрат в элементах инвертора;

5) расчет температуры кристаллов. Разглядим этапы расчета термических процессов модуля более тщательно. Топология цепей силового модуля и нагрузки с принятыми обозначениями, нумерацией частей и датчиками представлены на рис. 1.

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля
Рис. 1. Топология цепей IGBT силового модуля и нагрузки

Расчет времени проводящего состояния и числа переключений производится на базе определения состояния элемента (проводит либо не проводит ток) в каждый текущий момент времени. Текущее состояние каждого элемента силового модуля совершенно точно характеризуется моментальными значениями выходных напряжений и направлениями выходных токов ПЧ. Но определять все эти 6 переменных нецелесообразно. В типовой набор переменных, измеряемых в электроприводе с преобразователем частоты, заходит два выходных фазных тока Ia, Ib, входное напряжение инвертора Ud и температура корпуса модуля Θcase. В качестве инфы о выходном напряжении комфортно использовать логические сигналы управления фазами инвертора, образующие вектор управляющих воздействий Uy (Sua, Sub, Suc), беря во внимание при всем этом измеряемое значение Ud. Логической единице соответствует подключение фазы нагрузки к положительному, а логическому нулю — к отрицательному полюсу источника питания инвертора. Направления выходных токов инвертора определим трехкомпонентным вектором логических сигналов SI (SIa, Sib, SIc). Логической единице соответствует направление тока от инвертора к нагрузке, логическому нулю — от нагрузки к инвертору.

Чтоб обозначенный набор измеряемых и создаваемых в процессе управления переменных был достаточным для оценки моментального состояния частей инвертора, нужно принять последующие допущения:

  • в выходных токах отсутствует нулевая последовательность фаз, другими словами производится условие Ic = -(Ia+Ib);
  • транзисторы, относящиеся к одной фазе моста, коммутируются в противофазе, другими словами состояние 6 транзисторов инвертора совершенно точно характеризуется 3-мя логическими сигналами состояния фаз (Sua, Sub, Suc).

Введем понятие вектора проводящих частей Cnd (Cnda, Cndb, Cndc), составленного из порядковых номеров частей инвертора, проводящих выходные фазные токи, при данном состоянии управляющих воздействий и выходных токов.

В таблице 1 приведены составляющие вектора проводящих частей при всех вероятных сочетаниях управляющих воздействий и токов.

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля
Таблица 1. Порядковые номера частей инвертора, находящихся в проводящем состоянии, зависимо от управляющих воздействий и направления выходных токов

Время проводящего состояния каждого элемента Tcondi на интервале усреднения утрат Thc рассчитывается как сумма всех времен проводящих состояний элемента на данном интервале. Анализ нового состояния частей производится при каждом изменении вектора управляющих воздействий U и вектора направления выходных токов SI. В системах с жестким законом формирования ШИМ по «треугольному» методу [5] оценку вектора направления токов допускается делать один раз за период модуляции в центре интервала включения нулевого вектора.

Расчет числа включений и выключений частей силового модуля производится на базе анализа конфигураций в каждом новеньком векторе проводящих частей относительно его предшествующего состояния и поэлементного суммирования всех включений и выключений на интервале усреднения утрат. В системах с жестким законом формирования ШИМ учет новых переключений допускается делать один раз на периоде модуляции. В системах с релейным методом формирования ШИМ учет новых переключений производится при каждом изменении вектора управляющих воздействий.

Расчет токов, протекающих через элементы инвертора на интервале усреднения утрат, производится на базе инфы о моментальных значениях выходных токов по последующему методу:

  • рассчитывается секундное значение тока элемента. Соответствие меж моментальными токами, протекающими через проводящий элемент, и выходными токами инвертора устанавливается по таблице 2.
  • ток элемента на интервале усреднения утрат рассчитывается по формуле:

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля

где Ii- ток элемента на i-м участке проводимости; τi- длительность участка проводимости; k- общее число участков проводимости элемента на интервале усреднения утрат.

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля
Таблица 2. Таблица соответствия токов проводящих частей и выходных токов инвертора

В системах с жестким законом формирования ШИМ по «треугольному» методу допускается применение облегченного метода расчета среднего тока элемента по формуле:

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля

где Ii — эквивалентный (усредненный на периоде модуляции) ток элемента, вычисленный по замеру моментального выходного тока инвертора посреди интервала включения нулевого вектора напряжения; n — число периодов модуляции на интервале усреднения утрат.

Расчет мощности утрат в элементах инвертора

Утраты проводимости (статические утраты):

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля(1)

где Uν(Iν)- зависимость падения напряжения на элементе от его тока. Для IGBT — это зависимость напряжения «коллектор — эмиттер» от тока коллектора при нормированных значениях напряжения «затвор — эмиттер» и температуры кристалла. Для оборотного диодика — это зависимость его прямого напряжения от тока при нормированном значении температуры кристалла. Зависимости Uν(Iν) предоставляются фирмой-производителем модулей и с достаточной степенью точности описываются при помощи линейной аппроксимации:

Uν = Uν0 + RνIν

Где Uν0, Rν — характеристики линейной аппроксимации.

Утраты переключения (динамические утраты) элемента рассчитываются по формуле:

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля(2)

где Non, Noff- число включений и отключений элемента на интервале усреднения утрат; Won(Iν), Woff(Iν) — зависимости энергий включения и выключения элемента от его тока. Зависимости предоставляются фирмой-производителем при нормированных значениях входного напряжения инвертора, температуры кристалла, напряжения «затвор — эмиттер» и сопротивлений, входящих в цепь затвора при включении и выключении транзистора. Для оборотного диодика энергия перехода в открытое состояние пренебрежимо мала в сопоставлении с энергией оборотного восстановления и в расчетах не учитывается.

В границах ограниченной области конфигурации фактического значения входного напряжения Ud относительно его нормированного значения Ud nom (примерно ±20%) допускается линейная аппроксимация зависимости утрат переключения от входного напряжения инвертора [2].

Аналитическое задание многофункциональных зависимостей энергий включения и выключения с нужной степенью точности осуществляется при помощи кусочно-линейной аппроксимации. Обычно, довольно 2-ух линейных участков.

В ближайшее время при уточненных расчетах термических режимов IGBT силовых модулей стали учесть утраты на активном сопротивлении выводов. Это связано с тем, что зависимостиUν(Iν) частей силового модуля обычно определяются относительно его выходных выводов, и часть утрат проводимости, происходящих конкретно на выводах модуля, необходимо рассматривать как наружные, не участвующие в нагреве кристалла. Расчет утрат на выводах модуля производится по формуле:

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля

где Rt- активное сопротивление выводов силового модуля, рассчитанное для рабочего значения их температуры. Рабочая температура выводов принимается равной температуре корпуса. В справочных данных приводится сопротивление выводов модуля при нормированном значении температуры.

Полные утраты элемента IGBT силового модуля, идущие на нагрев кристалла, определяются на интервале усреднения утрат как сумма утрат проводимости и утрат переключения за вычетом утрат на выводах:

< p> Pν = Ps + Pd — Pt . (3)

Расчет температуры кристаллов

Термическая структура стандартного IGBT силового модуля является восьмислойной, состоящей из последующих слоев [1]: 1 — вывод кристалла (Al), 2 — кристалл (Si), 3 — припой, 4 — металлизация (Cu), 5 — глиняная подложка (Al2O3), 6 — металлизация (Cu), 7 — припой, 8 — основание модуля (Cu). Каждый слой обладает собственной геометрией, теплоемкостью и теплопроводимостью, которые очень варьируются от 1-го слоя к другому. Процесс нагрева однородного слоя описывается экспоненциальной зависимостью температуры перегрева от мощности утрат. В связи с этим, переходное термическое сопротивление мультислойной структуры IGBT-модуля принято обрисовывать в виде суммы экспоненциальных зависимостей ее отдельных участков:

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля(4)

где I = 1, 2… п, п — количество участков разбиения рассматриваемой области IGBT силового модуля; Rν,i, τν,i — термическое сопротивление и эквивалентная неизменная времени нагрева г'-го участка.

В общем случае все эти участки являются воображаемыми, их количество и характеристики не соответствуют числу и характеристикам реальных слоев в структуре силового модуля. Выбор количества участков определяется хотимой точностью проигрывания переходного термического сопротивления IGBT.

Интегрированный датчик температуры IGBT силовых модулей 3-го поколения компании EUPEC устанавливается на глиняной подложке, являющейся корпусом для транзисторов и диодов модуля. Считаем, что датчик, установленный, обычно, в центре основания силового модуля, определяет среднюю температуру корпуса Θcase Неизменная времени датчика составляет величину порядка 2 с. Она много больше термический неизменной времени кристалла и много меньше эквивалентной неизменной времени всей системы остывания, включающей, кроме модуля, радиатор и отвод тепла от радиатора в окружающую среду. Таким макаром, датчик способен правильно выслеживать термическое состояние модуля только при относительно долгих токовых перегрузках. Данные его измерений могут быть применены в качестве точки отсчета при расчете температуры кристалла на базе инфы о переходном термическом сопротивлении области «корпус-кристалл» IGBT силового модуля.

Температура кристалла в конце интервала усреднения утрат рассчитывается по выражению:

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля(5)

где Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля; ΔΘm,i = Rν,i Pν — установившееся значение перегрева г'-го участка; ΔΘm,i, ΔΘiν(0)- секундные значения температуры перегрева г'-го участка в конце и сначала интервала усреднения утрат.

Термическую модель кристалла IGBT силового модуля можно представить в виде эквивалентной электронной схемы замещения (рис. 2). Утраты в кристалле представляются в виде источника тока, превышения температур на отдельных участках — в виде падений напряжения на параллельно включенном активном сопротивлении и емкости участка, температура корпуса вводится в модель в виде источника ЭДС. Неизменная времени нагрева г'-го участка определяется выражением: τν,i = Rν,iCν,i.

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля
Рис. 2. Эквивалентная электронная схема замещения термический модели кристалла

С целью определения рационального количества участков, на которые разбиваются области «корпус-кристалл» при построении динамической модели термических процессов IGBT силового модуля, выполним анализ точности аппроксимации переходного термического сопротивления согласно (4) при различном числе участков (n= 1, 2, … 5). Определение коэффициентов функции, аппроксимирующей переходное термическое сопротивление, произведем на базе минимизации среднеквадратического отличия по аспекту:

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля

при наложении последующих ограничений:

Rν,I > 0; τν,i> 0,

где Zνr(tj), j = 1…k — таблично данная в k дискретных точках зависимость переходного термического сопротивления «корпус-кристалл», предоставляемая фирмой-производителем IGBT-модулей. Условие разрешимости задачки: k ≥ 2n.

Данная задачка была решена средствами программной среды Mathcad. А именно, для модуля FP25R12KE3 компании EUPEC получены результаты, выставленные в таблицах 3, 4.

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля
Таблица 3. Эталонная зависимость переходного термического сопротивления «корпус-кристалл» IGBT, взятая из технической инфы фирмы-производителя

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля

Таблица 4. Характеристики термических моделей и предельные значения ошибок аппроксимации переходного термического сопротивления при различном количестве участков разбиения области «корпус-кристалл» IGBT

Из приведенных результатов видно, что повышение количества участков с 1-го до 2-ух и с 2-ух до 3-х позволяет уменьшить предельное относительное отклонение примерно в 7 и 13 раз соответственно. Предстоящее повышение количества участков приводит к значительно наименьшему увеличению точности аппроксимации переходного термического сопротивления.

Повышение количества участков выше 4 фактически нецелесообразно по аспекту «точность аппроксимации». Следует держать в голове, что точность аппроксимации должна соответствовать точности технической инфы о термических свойствах модуля, предоставляемой фирмой-производителем. Обычно, задание переходного термического сопротивления с точностью 3-5% является полностью достаточной. Не считая точности вычислений, при выборе термический модели, работающей в реальном масштабе времени, следует учесть аспект временных издержек на вычисления. При учете всех обозначенных причин для расчета моментального значения температуры частей IGBT-модуля можно советовать динамические модели, построенные по уравнениям (1-5), с 2-мя и 3-мя участками разбиения области «корпус-кристалл».

Эффект роста перегрузочной возможности преобразователя с защитой по динамической термический модели IGBT силового модуля

Условие срабатывания защиты от токовых перегрузок, построенной по динамической термический модели IGBT-модуля, определим как превышение температурой хоть какого из кристаллов модуля порога максимально допустимой рабочей температуры кристалла:

max (Θν,i )i = 1…p > Θν_max).

Величина Θν_max устанавливается исходя из требований фирмы-производителя IGBT силовых модулей, с учетом предельных значений для ошибок вычисления температуры кристалла. Типовое значение для преобразователей частоты серии ЭПВ [7]: 125 °С.

Обычный метод термический защиты преобразователя основан на контроле температуры датчика, измеряющего температуру радиатора, либо встроенного датчика, измеряющего температуру подложки силового модуля. Вследствие того, что термические неизменные времени кристаллов на несколько порядков меньше неизменных времени датчиков температуры радиатора и подложки модуля, контроль этих температур сам по для себя не способен накрепко защитить силовой модуль от огромных краткосрочных токовых перегрузок. Важным фактором построения термический защиты в данном случае становится ограничение предельного значения тока перегрузки. Если этот ток высчитать исходя из термических процессов модуля, то он оказывается сложной функцией многих переменных, посреди которых время перегрузки, частота основной гармоники (f), частота ШИМ (fмод), входное напряжение инвертора, коэффициент модуляции (Kмод), cos(φ) нагрузки, температура корпуса частей модуля. Потому что задать данную функцию в реальном времени работы преобразователя очень проблематично, то обычно поступают последующим образом: максимально допустимое значение выходного тока Imax принимают неизменным, исходя из избранного типового режима работы преобразователя. Выбор типового режима для расчета Imax является прерогативой разработчика. В качестве примера в таблице 5 приведены предельные значения выходного тока для разных режимов работы модуля FP50R12KE3 компании EUPEC, рассчитанные при помощи программки IPOSIM6.0a.

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля
Таблица 5. Предельный выходной ток IGBT-модуля

Заметим, что паспортное значение максимально допустимого неизменного тока модуля, заявленное фирмой-производителем при Tcase = 80 °C, составляет 50 А, а циклический пиковый ток с продолжительностью импульса 1 мс и Tcase = 80 °C — 100 А.

Режим 1 разглядим как базисный. Режимы 2-8 демонстрируют, как меняется Imax при варианты 1-го из характеристик режима работы относительно характеристик базисного режима. Режим 9 представляет собой наихудшую комбинацию характеристик режима работы преобразователя в рассматриваемых спектрах их возможных конфигураций.

Таким макаром, при классическом методе построения термический защиты пиковый выходной ток преобразователя вне зависимости от длительности его протекания не должен превосходить значения Imax, определенного из термических критерий длительного режима работы. Для надежной термический защиты преобразователя с обозначенными в таблице 5 спектрами конфигурации характеристик режима работы следует принимать Imax = 23 A. Разумеется, что при других сочетаниях характеристик режима модуль оказывается значительно недоиспользованным.

Построение защиты преобразователя на базе динамической термический модели IGBT силового модуля позволяет существенно повысить порог ограничения выходного тока. Он может быть установлен на уровне циклического пикового тока с продолжительностью импульса tимп ≥ Thc Если принять интервал усреднения теплопотерь (период расчета термических процессов) Thc = 1 мс, то для модуля FP50R12KE3 получим Imax = 100 A при Tcase = 80 °C, другими словами в 4,3 раза выше, чем ограничение тока при классическом методе построения термический защиты. Допустимая длительность работы преобразователя с данным уровнем тока автоматом определяется в динамической термический модели зависимо от текущих моментальных значений характеристик режима работы. Таким макаром, прямым следствием введения термический защиты по динамической термический модели IGBT-модуля является существенное увеличение перегрузочной возможности преобразователя в режимах краткосрочных перегрузок (от 0,001 до 10 с).

Экспериментальные результаты

С целью анализа квазиустановившихся и динамических термических процессов, протекающих в элементах IGBT силового модуля при его работе в составе частотно-регулируемого электропривода, было проведено математическое моделирование асинхронного электропривода с преобразователем частоты, снаряженным представленной выше термический моделью. Моделирование выполнено в среде Delphi. На рис. 3-6 изображены временные диаграммы термических процессов, приобретенные в разных режимах работы преобразователя частоты с IGBT-модулем FP50R12KE3 компании EUPEC, который нагружен асинхронным движком 4А180М4У3, при последующих критериях: закон модуляции напряжения — синусоидальный; Ud = 520 В; fмод = 4000 Гц; метод управления электроприводом — адаптивно-векторный [5]. Все процессы показаны без учета эффекта срабатывания термический защиты.

На рис. 3 приведены временные диаграммы фазных токов, усредненных на интервале модуляции, утрат Pν,1, Pν,2, Pν,3,и температур кристаллов Θν,1, Θν,2, Θν,3 транзисторов V1, V2, V3 верхнего плеча инвертора. Диаграммы получены в установившемся режиме работы преобразователя частоты при последующих критериях: действующее значение тока фазы Iпч = 44,7 А; f= 10 Гц; Кмод = 0,23; cos(φ) = 0,91; Tcase = 68 °C;

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля
Рис. 3. Временные диаграммы фазных токов, утрат и температур кристаллов IGBT в установившемся режиме при синусоидальном законе модуляции

На рис. 4 приведены временные диаграммы скорости мотора, тока фазы А, утрат и температуры кристалла транзистора V1 в переходном режиме разгона мотора с ω=20 рад/с до ω = 120 рад/с с моментом нагрузки Mc = 0,5Mnom и Tcase = 40 °C.

На рис. 5 приведены временные диаграммы скорости мотора, действующего значения выходного тока преобразователя, температур кристаллов всех 6 транзисторов V1…V6 IGBT-модуля в режиме разгона мотора с ω=20 рад/с до ω= 100 рад/с при Tcase = 64 °C.

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля
Рис. 5. Динамические процессы в режиме разгона мотора с ω = 20 рад/с до ω = 100 рад/с с моментом нагрузки Мс = 0,5 Мnom, Tcase = 64 °C

На рис. 6 приведены временные диаграммы скорости мотора, активной составляющей выходного тока преобразователя Iакт, наибольших значений температур транзисторов (Θmax_t) и оборотных диодов (Θmax_d), приобретенные в режиме реверса скорости мотора с ω= 100 рад/с при Tcase = 40 °C. Наибольшие значения температур транзисторов и оборотных диодов определяются выражениями:

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля

где i — порядковый номер элемента модуля согласно рис. 1.

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля
Рис. 6. Динамические процессы в режиме реверса скорости ненагруженного мотора с ω = 100 рад/с, Tcase = 40 °C

Из диаграмм видно, что в установившихся режимах работы при симметричной загрузке фаз процессы конфигурации температуры всех биполярных транзисторов IGBT силового модуля схожи по форме и смещены друг относительно друга на углы, кратные π/3. В переходных режимах форма процессов и предельные значения температур кристаллов могут значительно отличаться друг от друга.

Как следует, для построения надежной термический защиты в динамических режимах требуется информация о температурах всех частей силового модуля. Четкая оценка температур одних частей модуля на базе инфы о температурах других его частей не представляется вероятной, потому что соотношения меж ними значительно нелинейны даже при наличии симметрии фазных токов.

Из графиков на рис. 4-5 видно, что краткосрочная работа с токами, близкими к удвоенному значению максимально допустимого неизменного тока модуля полностью вероятна по температурным условиям. Но в реальном электроприводе она может осуществляться только при наличии действенной термический защиты, построенной по динамической термический модели IGBT-модуля. Момент срабатывания термический защиты (tср) определяется первым скрещением кривой температуры более нагретого элемента модуля (Θν,1 на рис. 5) с данным порогом срабатывания защиты Θy,

Из рис. 6 видно, что в режиме рекуперации энергии при торможении (I акт < 0) наибольшие значения температур оборотных диодов превосходят наибольшие значения температур транзисторов, а в режиме употребления энергии при разгоне (Iакт > 0) — все напротив. Таким макаром, если преобразователь должен обеспечивать огромные кратности токовых перегрузок в режимах рекуперации энергии, то интегрированная термическая модель силового модуля должна включать в себя расчет температур кристаллов оборотных диодов.

Реализация и промышленное внедрение

Реализация рассмотренного метода защиты была выполнена методом разработки особых подпрограмм для микроконтроллера ADMC-401, являющегося ядром системы управления преобразователей серии ЭПВ. Полный метод расчета разбит на два цикла — резвый (равный периоду ШИМ), в течение которого производится расчет количества переключений и продолжительности интервалов проводимости каждого ключа, и неспешный (1 мс), в каком производится вычисление статических и динамических утрат и величины перегрева каждого из кристаллов относительно температуры корпуса. При перегрузках, длящихся наименее 1 мс, действует метод защиты по наибольшему току.

Отладка программного обеспечения и проверка результатов моделирования производилась на экспериментальной установке (рис. 7), состоящей из механически связанных асинхронного и синхронного движков, присоединенных к макетам преобразователей частоты. Любой из движков может быть как испытуемым, так и нагрузочным, работая в двигательном либо генераторном режиме соответственно. Благодаря использованию рекуперативного выпрямителя обеспечена возможность сотворения нагрузки в продолжительном режиме на любом уровне скорости. Датчиковая система позволяет регистрировать все нужные для проверки переменные:

  • выпрямленное напряжение;
  • токи фаз движков;
  • скорость мотора;
  • частоту выходного напряжения преобразователя частоты;
  • действующее значение выходного напряжения преобразователя частоты;
  • измеренную температуру радиатора преобразователя частоты;
  • вычисленные температуры IGBT-кристаллов преобразователя частоты.

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля
Рис. 7. Вид экспериментальной установки

В качестве критериев проверки было принято соответствие результатов расчета моментальных значений для температуры кристаллов IGBT, приобретенных при помощи программки IPOSIM-6.0 и выдаваемых моделью, интегрированной в преобразователь, также отсутствие отказов в предельных режимах работы.

Соответствие проверялось в типовых режимах работы при варианты характеристик этих режимов: выходного тока преобразователя, частоты основной гармоники, частоты модуляции. Проверка показала, что во всех типовых режимах отклонение предельных значений температур не превосходит ±4 °С. Наибольшая величина этих отклонений вместе с наибольшей погрешностью датчика температуры корпуса учтена при выборе порога срабатывания термический защиты.

Проверка функционирования защиты в предельных режимах проводилась поначалу при пониженном пороге срабатывания с постепенным увеличением его до расчетного максимума. На рис. 8 приведены осциллограммы моментальных значений тока выходной фазы и температуры 1-го из кристалла IGBT в процессе запуска электропривода под нагрузкой. Перед проверкой производился прогрев преобразователя, нагруженного на асинхронный движок в продолжительном режиме до установившейся температуры корпуса IGBT силового модуля. Виден момент срабатывания защиты с моментальным прерыванием тока при достижении порога 126 °С и следующее понижение температуры кристалла. Преобразователь был обустроен модулем типа FP50R12KE3 (EUPEC) с очень допустимым долгим током 50 А при температуре корпуса 80 °С. Процесс запуска до срабатывания защиты продолжался 90 мс, пиковые значения тока при всем этом достигали 81 А.

Реализация защиты преобразователя частоты на базе динамической термический модели IGBT силового модуля
Рис. 8. Осциллограммы температуры кристалла IGBT и тока фазы V инвертора при срабатывании защиты в процессе запуска мотора под нагрузкой. QVmax = 126 °C, IVmax = 81 А

После отладки программного обеспечения и проверки функционирования защита была внедрена во всех типоразмерах преобразователей частоты серии ЭПВ, выпускаемых ООО «ЭЛПРИ» Чебоксарского электроаппаратного завода. Проверка защиты проводилась для каждого типоисполнения преобразователя по мощности. Отказов в процессе проверки не было.

Заключение

  • Предложена методика расчета температуры кристаллов IGBT силового модуля, работающего в составе преобразователя частоты, основанная на инфы о моментальных значениях выходных токов, входного напряжения и вектора управляющих воздействий инвертора, также на технической инфы о параметрах модуля, предоставляемой фирмой-производителем.
  • В рамках предложенной методики разработана термическая модель IGBT-модуля, позволяющая создавать вычисления моментальных значений температуры всех его кристаллов, в том числе в реальном времени функционирования преобразователя. Предназначение модели: анализ термического состояния IGBT силового модуля в квазиустановившихся и переходных режимах работы электроприводов с преобразователями частоты; построение надежной термический защиты преобразователя при его работе в режиме краткосрочных перегрузок с большенными кратностями токов.
  • Применение термический защиты преобразователя, построенной на базе динамической термический модели IGBT силового модуля, обеспечивает увеличение перегрузочной возможности преобразователя за счет роста максимально допустимого выходного тока прямо до уровня циклического пикового тока модуля с продолжительностью импульса, равного интервалу усреднения утрат термический модели.
  • Достоверность результатов, приобретенных при помощи предложенной модели, доказана сопоставлением с плодами расчетов, выполненных на модели IPOSIM6, рекомендуемой компанией EUPEC для расчета температурных режимов модулей собственного производства.
  • Для реализации защиты создано программное обеспечение для микроконтроллера ADMC-401. Проверка функционирования подтвердила результаты модельного опыта.
  • Промышленное внедрение результатов работы осуществлено в преобразователях частоты серии ЭПВ, выпускаемых ООО «ЭЛПРИ» Чебоксарского электроаппаратного завода [8].