Улучшение параметров несимметричных полумостовых DC-DC преобразователей напряжения

Улучшение параметров несимметричных полумостовых DC-DC преобразователей напряжения Валерий Мелешин
Денис Овчинников

Применение обрисованных в статье мер позволяет несимметричным полумостовым DC-DC преобразователям напряжения удачно соперничать с топологией мостового преобразователя напряжения с фазовым сдвигом до выходной мощности 2000 Вт.

Несимметричные полумостовые DC-DC преобразователи напряжения владеют рядом неопровержимых плюсов перед другими схемными решениями: позволяют воплотить переключение транзисторов на нуле напряжения (ПНН), употребляют только два транзистора на первичной стороне, а напряжение на запертых ключах не превосходит Uвх. Это позволяет использовать их в преобразователях напряжения и системах электропитания различного предназначения. Понятно несколько топологий DC-DC преобразователей напряжения, отличающихся друг от друга приемущественно построением вторичной стороны преобразователя напряжения: с однополупериодным и двухполупериодным выпрямителем; слаживающим фильтром C и LC; с 2-мя силовыми трансформаторами; с выпрямителем, выполненным на базе удвоителя тока; с встроенным магнитным элементом (ИМЭ) [1, 2].

Недочеты DC-DC преобразователей напряжения обнаруживаются при его работе в широком спектре входных либо выходных напряжений. Эти недочеты значительны, и они сузивают вероятные области внедрения DC-DC преобразователей напряжения, усугубляют надежность и не позволяют прирастить удельную мощность источника питания.

Сопоставление DC-DC преобразователей напряжения с другими схемными решениями

Разглядим одну из главных топологий DC-DC преобразователей напряжения, использующую двухполупериодный выпрямитель с низкочастотным LC-фильтром (рис. 1).

Улучшение параметров несимметричных полумостовых DC-DC преобразователей напряжения
Рис. 1. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с двухполупериодным выпрямителем и LC_фильтром

Оборотные напряжения без учета знака на силовых диодиках D1 и D2 определяются последующим образом:

силовой диодик D1: UD1 = Uвых/(1-D), (1)

силовой диодик D2: UD2 = Uвых/D, (2)

где D — коэффициент наполнения импульсов, под которым понимается отношение продолжительности включенного состояния транзистора Т1 к периоду переключения.

Принимая обыденные допущения и полагая, что в схеме на рис. 1 W21 = W22, регулированная черта (РХ) DC-DC преобразователей напряжения в режиме непрерывного тока дросселя может быть записана так:

M = Uвых/Uвх = 2?D?(1-D)?n, (3)

где n = W21/W1 = W22/W1, 0 ? D ? 0,5.

Выбор n производится для наибольшего значения D, которое для безупречного варианта равно 0,5. Используя (3), получим:

n = Mmax/(2?0,5? (1-0,5)) = 2?Mmax. (4)

Напряжения на силовых диодиках могут быть выражены из (1) и (2) с учетом (3) и (4):

UD1 = 4UвхMmaxD, (5)

UD2 = 4UвхMmax(1-D). (6)

При проектировании DC-DC преобразователей напряжения вероятны два предельных варианта:

1. Uвх меняется в широком спектре, в то время как Uвых стабилизируется в узеньких границах и остается практически неизменной величиной.

2. Uвх фактически не меняется (как, к примеру, в преобразователе напряжения, работающем от корректора коэффициента мощности), в то время как Uвых может изменяться в широких границах и находится в зависимости от состояния и критерий работы аккумуляторной батареи. Можно показать, что силовой диодик D2 в DC-DC преобразователях напряжения (рис. 2) оказывается в томном режиме по напряжению, другими словами к запертому силовому диодику приложено оборотное напряжение, превосходящее выходное в пару раз. В то же самое время ток, проходящий через силовой диодик D2, растет при уменьшении D.

Улучшение параметров несимметричных полумостовых DC-DC преобразователей напряжения
Рис. 2. Относительные напряжения на силовых диодиках зависимо от коэффициента передачи регулировочной свойства для разных схем при Uвых = const и изменяющемся Uвх

Такое состояние 1-го из силовых диодов схемы (возрастание тока и оборотного напряжения при уменьшении D) типично для DC-DC преобразователей напряжения при любом построении вторичной стороны преобразователя.

Можно сопоставить оборотные напряжения на силовых диодиках DC-DC преобразователей напряжения с напряжениями на диодиках в других узнаваемых типах конверторов — прямоходовом и мостовом.

На рис. 2 и 3 показаны нормализованные напряжения на силовых диодиках для 3-х схем в функции относительного коэффициента PX (Улучшение параметров несимметричных полумостовых DC-DC преобразователей напряжения) для 2-ух случаев: стабилизация Uвых, когда Uвх изменяется (рис. 2), и изменение Uвых в широких границах при неизменном значении Uвх (рис. 3). Параметр Улучшение параметров несимметричных полумостовых DC-DC преобразователей напряжения = M/Mmax, Mmax = Uвых/Uвхmin в первом случае и Mmax = Uвых max/Uвх во 2-м.

Улучшение параметров несимметричных полумостовых DC-DC преобразователей напряжения
Рис. 3. Относительные напряжения на силовых диодиках зависимо от коэффициента передачи регулировочной свойства для разных схем при Uвх = const и изменяющемся Uвых

Как в первом, так и во 2-м случаях напряжение на силовом диодике D2 в DC-DC преобразователей напряжения существенно превосходит напряжение на диодиках в других схемах (рис. 2-3). Последнее является значимым недочетом DC-DC преобразователей напряжения — томные условия работы 1-го из выходных силовых диодов и, как следствие, необходимость выбора этого диодика с более высочайшим допустимым напряжением. В итоге ухудшаются главные характеристики преобразователя напряжения.

Вторым суровым недочетом DC-DC преобразователей напряжения является утрата включения транзистора Т1 при нуле напряжения при уменьшении коэффициента наполнения. Условие обеспечения ПНН для ключа Т1 состоит в выполнении неравенства [1]:

Улучшение параметров несимметричных полумостовых DC-DC преобразователей напряжения

гдеУлучшение параметров несимметричных полумостовых DC-DC преобразователей напряжения;

Ls, L? — индуктивности рассеяния и намагничивания силового трансформатора, определяемые для обмотки W1; СТ — средняя выходная емкость ключа; IH — ток нагрузки. Из неравенства следует, что понижение D — уменьшение левой части по сопоставлению с правой — вправду может привести к потере ПНН, что, в свою очередь, значит возрастание утрат в ключе Т1.

Дополнительно отметим, что при возрастании «несимметричности» DC-DC преобразователей напряжения, что происходит при понижении D, растут утраты в ключах первичной стороны, оболочках силового трансформатора и выходных силовых диодиках.

Очередной недочет DC-DC преобразователей напряжения состоит в том, что пульсации выходного напряжения следуют с частотой переключения транзисторов, а не с двойной частотой, как это происходит в симметричных схемах — мостовых, полумостовых либо двухтактных. Потому при жестких требованиях к выходным пульсациям DC-DC преобразователей напряжения приходится или наращивать размеры сглаживающего фильтра, или наращивать частоту переключения, что в конечном итоге приводит к ухудшению основного показателя преобразователя напряжения — понижению его удельной мощности.

Вероятные решения

В ряде работ предлагались решения, направляемые на улучшение работы DC-DC преобразователей напряжения и понижение наибольшего оборотного напряжения на одном из силовых диодов. В двухтрансформаторной схеме DC-DC преобразователей напряжения предложено выполнить неравные витки 2-ух силовых трансформаторов [3]. Тот же подход может быть применен в схеме с LC-фильтром (рис. 1), если применить отвод обмотки дросселя и подключить к нему катод силового диодика D2. Итог будет аналогичен тому, что выходит в двухтрансформаторной схеме, выполненной с неравными коэффициентами трансформации — оборотное напряжение на диодике D2 будет уменьшено.

Недочетом описанного способа является растущее неравенство токов и рассеиваемой мощности в компонентах как первичной, так и вторичной сторон преобразователя напряжения. В итоге последует неодинаковый нагрев компонент силовой части и понижение КПД. Не считая того, в токе выходного силового конденсатора возникают скачки, что приводит к еще большему возрастанию выходных пульсаций.

Нужно упомянуть снова об одном техническом решении [4], сущность которого сводится к включению в первичную сторону преобразователя напряжения дополнительного ключа и поочередно соединенного с ним силового диодика (Т3, D3) (рис. 4).

Улучшение параметров несимметричных полумостовых DC-DC преобразователей напряжения
Рис. 4. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с дополнительными ключом и силовым диодиком на первичной стороне

Создатели этого решения предложили преобразователь напряжения с выходным удвоителем тока. Ключ Т3 отпирается конкретно после отпирания ключа Т2, а его запирание происходит перед отпиранием ключа Т1 и после запирания Т2. В отличие от обыкновенной схемы DC-DC преобразователей напряжения продолжительности включенного состояния ключей Т1 и Т2 в схеме на рис. 4 остаются равными при любом значении коэффициента наполнения. Дополнительная цепь (Т3, D3) делает нулевую паузу на обмотках силового трансформатора при запертых ключах Т1 и Т2. Режим работы схемы становится симметричным, и завышенное напряжение на выходном силовом диодике (в этом случае D2) не возникает. Недочетами схемы являются утраты в Т3 и D3 при их включении и в интервале открытого состояния Т3. Не считая того, требуется усложненный метод управления всеми ключами схемы.

Строго говоря, схема с 3-мя ключами перестает быть несимметричным полумостом и по механизму работы быстрее припоминает работу мостовой схемы с фазовым управлением.

Все рассмотренные усовершенствования DC-DC преобразователей напряжения подразумевают структуру преобразователя напряжения постоянной, при всем этом не происходит смены метода работы ключей при уменьшении либо увеличении входного (выходного) напряжения.

Существует другой метод устранения недочетов, присущих DC-DC преобразователям напряженияН. Он заключается в разработке силовой части, адаптивно реагирующей на конфигурации, которые происходят на входе либо выходе преобразователя напряжения. Мысль решения изложена в работе [5], показана применительно к преобразователю напряжения с удвоителем тока на вторичной стороне (рис. 5) и рассматривает случай работы при снижении входного напряжения преобразователя напряжения на куцее время (к примеру, пропадание напряжения на один период сети).

Улучшение параметров несимметричных полумостовых DC-DC преобразователей напряжения
Рис. 5. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с удвоителем тока и отводами вторичной обмотки

Создатели указали также на возможность работы схемы при широком изменении входного напряжения. Когда напряжение Uвх высочайшее, ключ Т должен быть выключен, работают только силовые диоды D1 и D2, а когда Uвх понижается и добивается определенного порога, ключ Т врубается, при всем этом в работу вступают диоды D3 и D4.

Уменьшение выходных пульсаций в DC-DC преобразователях напряжения может быть достигнуто конфигурацией соотношения витков на вторичной стороне силового трансформатора (к примеру, W21 и W22 на рис. 1) [6, 7].

Для схемы на рис. 1 напряжение на входе LC-фильтра меняется, как показано на рис. 6, где n1, n2 — отношение витков W21/W1 и W22/W1 соответственно. При n1 = n2 пульсации оказываются нулевыми при D = 0,5 и растут по мере понижения D.

Улучшение параметров несимметричных полумостовых DC-DC преобразователей напряжения
Рис. 6. Напряжение на входе LC-фильтра несимметричного полумостового преобразователя нпряжения

В общем случае пульсации отсутствуют при выполнении условия:

Uвх(1-D)n1 = UвхDn2,

либо n1/n2 = D/(1-D). (7)

Равенство (7) значит, что можно достигнуть нулевых выходных пульсаций для хоть какого данного значения D, другими словами для хоть какого входного либо выходного напряжения преобразователя напряжения.

При D < 0,5 и нулевых пульсациях имеем n1 < n2. Выполняя условие (7), нужно провести расчет тока намагничивания силового трансформатора с тем, чтоб не допустить насыщения его сердечника во всевозможных режимах.

Для схемы на рис. 1, считая средний ток в силовом конденсаторе С равным нулю, запишем соотношение, связывающее ток нагрузки и постоянную составляющую тока намагничивания I?:

Ic = I? + IHn1D — Ihn2(1-D) = 0.

Откуда имеем:

I = IН[(1-D)n2- Dn1]. (8)

При W21 = W22, другими словами при n = n1 = n2, из (8) получим:

I = IНn (1-2D). (9)

Сопоставление (8) и (9) указывает, что, выполняя неравенство n1 < n2 для понижения пульсаций на выходе, нужно учесть при всем этом возрастание тока I для 1-го и такого же значения D. Как следует, может потребоваться повышение зазора в сердечнике либо изменение исходной проницаемости сердечника, выполняемого без зазора (кольцевые сердечники из бесформенного сплава либо материала Cool M?).

Предлагаемые решения

Адаптивная структура выходного каскада DC-DC преобразователей напряжения может быть применена для другого режима преобразователя напряжения, обширно применяемого, а именно, в телекоммуникациях. В таком применении DC-DC преобразователь напряжения является 2-ой ступенью транзисторного выпрямителя и его входное напряжение меняется очень слабо.

Более того, краткосрочные либо длительные провалы сетевого напряжения не оказывают воздействия на выходное напряжение потребителя, если употребляется аккумуляторная батарея (АБ).

Выходное напряжение DC-DC преобразователя напряжения должно изменяться в широких границах, диктуемых АБ, а если происходят значимые перегрузки либо куцее замыкание, Uвых может приближаться к нулю.

Свойства DC-DC преобразователя напряжения для варианта широкого конфигурации выходного напряжения показаны на рис. 7.

Улучшение параметров несимметричных полумостовых DC-DC преобразователей напряжения
Рис. 7. Выходная черта DC-DC преобразователя напряжения при широком спектре конфигурации выходного напряжения

Управление ключом Т (рис. 5) сейчас должно вестись не от входного, а от выходного напряжения. Этот принцип реализуется без каких или затруднений в преобразователе напряжения с хоть каким построением вторичного каскада, включающего, к примеру, два силовых трансформатора либо встроенный магнитный элемент. На рис. 8 показана модификация схемы рис. 1 — DC-DC преобразователи напряжения с приспособленной структурой, двухполупериодным выпрямителем и LC-фильтром.

Улучшение параметров несимметричных полумостовых DC-DC преобразователей напряжения
Рис. 8. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с LC-фильтром и отводом вторичной обмотки

В схеме по рис. 8 силовой трансформатор Тр обеспечивает состояние D (импульса) преобразователя напряжения. Ключ Т может управляться от входного либо выходного напряжений преобразователя напряжения зависимо от предъявляемых к нему требований. Когда ключ Т замкнут, РХ определяется соотношением:

M1 = Uвых/Uвх = D1(1-D1)n11,

где n11 = (W21+W23)/W1.

Коэффициент наполнения D1 меняется от вероятного наибольшего значения до малого, когда транзистор Т выключается. Если Т размыкается (работают силовые диоды D2 и D3), РХ будет равна:

M2 = D2(1-D2)n22,

где n22 = (W22+W23)/W1.

В данном случае D2 меняется от вероятного наибольшего значения, а когда Uвх растет либо Uвых миниатюризируется, напряжение на запертом силовом диодике D3 будет снижено. Эффективность работы схемы для варианта Uвх = сonst можно узреть на рис. 9.

Улучшение параметров несимметричных полумостовых DC-DC преобразователей напряжения
Рис. 9. Эффективность работы DC-DC преобразователя напряжения, выполненного по схеме рис. 8, для варианта Uвх = const

При определенном значении Uвых (другими словами при определенном значении М) формируется управляющий сигнал, переключающий транзистор Т, при всем этом происходят скачкообразные конфигурации D и напряжения на запертом силовом диодике.

Еще одна схема DC-DC преобразователей напряжения, в какой основной и дополнительный силовые диоды подключаются к накопительному конденсатору, показана на рис. 10.

Улучшение параметров несимметричных полумостовых DC-DC преобразователей напряжения
Рис. 10. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с C-фильтром и отводом вторичной обмотки

Когда транзистор Т1 включен, оба силовых диодика выключены, а при выключенном Т2 работает один из диодов D1 и D2. В данной схеме переключение Т происходит в ответ на сигнал, получаемый от входного либо выходного напряжения. Наибольшее значение Uвых в схеме рис. 10 определяется индуктивностью рассеяния силового трансформатора LS, емкостью силового конденсатора Свых и соответствует значениям D = 0,6… 0,7. При переключении транзистора Т происходит переход от одной регулировочной свойства к другой.

В публикациях [8, 9, 10] показаны разные технические решения, реализующие адаптивный способ при работе DC-DC преобразователей напряжения от неизменяющегося неизменного входного напряжения при выходном напряжении, изменяющемся в широких границах.

Экспериментальные результаты

Адаптивный выходной каскад был проверен в преобразователе напряжения, который являлся 2-ой ступенью транзисторного выпрямителя (ТВ), содержащего повышающий корректор коэффициента мощности в первой ступени. ТВ был выполнен сначало на выходную мощность 850 Вт, а потом на 1000 Вт в той же конструкции.

Спектр рабочего выходного напряжения 42-59 В, напряжение сети меняется в границах 85-300 В при полной мощности в спектре напряжений сети 175-300 В и со понижением мощности до 50% от номинальной при напряжении сети 85 В. КПД обоих выпрямителей 91-93% при нагрузке от 50% до номинальной, выходном напряжении 54,4 В и напряжении сети 220 В.

Электронная схема силовой части DC-DC преобразователей напряжения соответствует рис. 8. Сердечник трансформатора — ETD 44, феррит N87, число витков обмотки W1 — 25. Частота переключения транзисторов DC/DC равна 93 кГц. Ключ Т типа SPP80N0832L; D1, D2 — для мощности 850 Вт STTH 2003 с t = 35 нс (оба силовых диодика в одном корпусе).

При мощности 1000 Вт D1, D2 — STTH3003 (t = 40 нс). Диодик D3 — STTH2003 (850 Вт) и STTH3003 (1000 Вт). Выходной дроссель выполнен на сердечнике из бесформенного железа MP3310LDG. Выходная черта ТВ с выходной мощностью 850 Вт показана на рис. 11. Сигналы на ключ Т поступают через оптронную развязку от процессора ATmega8535. Пороги включения и выключения ключа Т установлены на 47 и 46 В для ТВ850 Вт и на 40-39 В для ТВ1000 Вт.

Улучшение параметров несимметричных полумостовых DC-DC преобразователей напряжения
Рис. 11. Предельная выходная черта DC-DC преобразователя напряжения с выходной мощностью 850 Вт

На рис. 12 для ТВ850 Вт показаны напряжения на силовом диодике D3, когда Т включен (рис. 12а Uвых = 46,5 В) и когда Т выключен (рис. 12б Uвых = 45,5 В). Из осциллограмм можно созидать, как полезным является применение адаптивной структуры: начиная с выходного напряжения 46 В и ниже, напряжение на запертом диодике D3 существенно миниатюризируется (на осциллограммах понижение вышло на 60 В).

Улучшение параметров несимметричных полумостовых DC-DC преобразователей напряжения
Рис. 12. Напряжение на силовом диодике D3 (схема рис. 8): а) Uвых = 46,5 B, транзистор Т включен; б) Uвых = 45,5 B, транзистор Т выключен

Режим работы DC-DC преобразователей напряжения после выключения транзистора Т становится более симметричным, что содействует понижению утрат в силовых компонентах.

Для проверки воздействия «перекоса» витков вторичной обмотки на пульсации выходного напряжения ТВ на 1000 Вт был выполнен в 2-ух вариантах. В первом вторичные витки были выполнены последующим образом (рис. 8): W21 = 8, W22 = 5, W23 = 8.

Во 2-м варианте витки были изменены последующим образом: W21 = 6, W22 = 3, W23 = 10. Действенные значения пульсаций, приобретенные при помощи измерителя шумов и сигналов низкой частоты ИШС-НЧ, приведены в таблице 1.

Улучшение параметров несимметричных полумостовых DC-DC преобразователей напряжения
Таблица 1

Можно созидать, что при всех значениях токов нагрузки и всех уровнях выходного напряжения «перекос» вторичных витков позволил существенно (в 1,5-3 раза) уменьшить уровень выходных пульсаций. Потому с припасом выполнены нормы по выходным пульсациям для источников питания, используемых в аппаратуре связи. При «перекосе» вторичных витков (n1 < n2) увеличен зазор в сердечнике - на 30% для предотвращения его насыщения из-за возрастания тока намагничивания (8).

На рис. 13 показаны плата DC-DC преобразователя напряжения в сборке и внешний облик транзисторного выпрямителя с выходной мощностью 850 и 1000 Вт.

Улучшение параметров несимметричных полумостовых DC-DC преобразователей напряжения
Рис. 13. Плата DC-DC преобразователя напряжения и транзисторный выпрямитель в корпусе

В последнем случае удельная мощность выпрямителя составила 460 Вт/дм3 (габаритные размеры 84?86?300 мм).

Выводы

Применение силового трансформатора с отводом дополнительного силового диодика и ключа позволяет сделать лучше все характеристики DC-DC преобразователей напряжения при изменении не только лишь входного, да и выходного напряжения. Адаптивная структура с отводом может быть применена при хоть какой выходной топологии DC-DC преобразователей напряжения. Действенным средством понижения выходных пульсаций является «перекос» вторичных обмоток силового трансформатора, при всем этом зазор в сердечнике должен быть увеличен. Применение перечисленных мер позволяет DC-DC преобразователям напряжения удачно соперничать с топологией мостового преобразователя напряжения с фазовым сдвигом до выходной мощности 2000 Вт.

Вы можете оставить комментарий, или ссылку на Ваш сайт.

Оставить комментарий