Рубрики
Технологии силовой электроники

Сравнительный анализ эффективности главных силовых транзисторов с полевым управлением

Сравнительный анализ эффективности главных силовых транзисторов с полевым управлением Олег Бономорский Павел Воронин Николай Щепкин В статье рассматривается очередной шаг совместной

Сравнительный анализ эффективности главных силовых транзисторов с полевым управлением Олег Бономорский
Павел Воронин
Николай Щепкин

В статье рассматривается очередной шаг совместной работы профессионалов НИЦ СПП ВЭИ и кафедры ПЭ МЭИ по разработке новых силовых транзисторов, собранных по каскодной схеме и управляемых по затвору МОП структурой.

За прошедшие годы удалось сделать несколько поколений схожих силовых транзисторов, в каких главным токонесущим высоковольтным элементом является прибор с полевым управлением, работающий в проводящем состоянии как p-i-n диодик. Приборы первого поколения показывали целый ряд преимуществ перед существующими аналогами, в особенности при больших плотностях тока во включенном состоянии. Все же существовал целый ряд заморочек, который равномерно преодолевался по мере совершенствования технологии сборки новых силовых транзисторов. Одной из таких задач стала разработка способов регулирования времени жизни неосновных носителей, что в конечном счете позволило сделать прибор второго поколения с усовершенствованными за счет оптимизации формы и продолжительности остаточного тока частотными качествами.

Каскодный силовой транзистор (рис. 1), структура которого тщательно дискуссировалась в предшествующей публикации [1], в макетном выполнении представляет собой силовую гибридную схему, выполненную на кристаллах унитрона и 2-ух МОП полевых транзисторов. Все элементы рассматриваемого ключа напаяны на общую изолирующую подложку, выполненную из алюмооксидной керамики, металлизированной медью. Соединения частей выполнены ультразвуковой сваркой с помощью дюралевой проволоки, присоединенной к контактным площадкам соответственных частей. Схожая схема располагается в стандартных транзисторных корпусах типа ТО для дискретных устройств либо в их конструктивных аналогах — маломощных и компактных модулях. Использовались два типа кристаллов унитрона по классу напряжения сток/исток 600 и 1200 В. В качестве низковольтных управляющих МОП полевых транзисторов применялись n-канальные кристаллы с сопротивлением сток/исток в открытом состоянии менее 4,5 мОм. Очень допустимый неизменный ток стока для устройств на 600 В приравнивался 20 А, а для устройств на 1200 В — 50 А.

Сравнительный анализ эффективности главных силовых транзисторов с полевым управлением
Рис. 1. Схема каскадного транзистора

Конструкция высоковольтного унитрона выполнена с применением специальной технологии на начальной кремниевой пластинке p+-типа, позволяющей производить так именуемый режим двойной инжекции в дрейфовую область силового транзистора. В итоге в структуре прибора формируется стационарное рассредотачивание неравновесных носителей, характерное p-i-n диодику, что позволяет получать относительно низкие значения остаточных падений напряжения сток/исток.

Для исследования каскодного транзистора и оценки приобретенных результатов в качестве 2-ух макетных образцов использовались ключ первого поколения (с относительно большой величиной остаточного тока) классом напряжения 600 В и оптимизированная для частотного внедрения структура каскодного ключа на напряжение 1200 В с наивысшими токами соответственно 20 А и 50 А.

В качестве многофункциональных аналогов было подобрано несколько типов силовых транзисторов: дискретные МОП полевые транзистор и IGBT технологии PT по классу напряжения 600 В на ток 20 А каждый, также дискретный IGBT технологии NPT на 1200 В и 50 А, что соответствовало электронным характеристикам сделанных образцов. Более принципиальные характеристики данных устройств приведены в таблице 1.

В качестве испытаний исследовалось переключение рассматриваемых силовых транзисторов в схеме с индуктивной нагрузкой, шунтированной встречно-параллельным диодиком. Режим нагрузочного тока непрерывный. Контролировались стандартные электронные характеристики: напряжение насыщения, время задержки и фронтов переключения, энергия динамических утрат. Осциллограммы переключения для каждого силового транзистора приведены на рис. 2-11.

Значения измеряемых характеристик представлены в таблице 2.

Приобретенные результаты позволяют высчитать среднюю мощность рассеяния, приходящуюся на любой из силовых транзисторов по последующей формуле:

Сравнительный анализ эффективности главных силовых транзисторов с полевым управлением

где Qз — заряд переключения во входной цепи транзистора; Еу — напряжение формирователя импульсов управления; D — скважность; f — рабочая частота переключения.

Результаты расчета для разных порядковых значений частот переключения представлены в таблице 3.

Сравнительный анализ эффективности главных силовых транзисторов с полевым управлением
Таблица 3

Как надо из приобретенных данных, каскод-ный ключ превосходит свои аналоги при частотах переключения в единицы килогерц, когда решающий фактор — его преимущество по остаточным падениям напряжения либо по составляющей статических утрат. Конкретно эти утраты являются относительно высочайшими для МОП полевых транзистора, в каком отсутствует эффект модуляции дрейфовой области, что делает практически неконкурентоспособным его дискретный вариант в области больших напряжений и токов. С ростом частоты пропорционально растут динамические утраты, и в области 10-ов килогерц характеристики экспериментального ключа и IGBT выравниваются. Это сначала связано с большенными потерями каскодного транзистора на переключение. На фронте включения нужно довольно стремительно разрядить входную емкость унитрона, в какой сосредоточен заряд, обеспечивающий блокирующие характеристики прибора. Это всегда было сложный задачей, которая, но, равномерно решалась от одной конструкции силового транзистора к другой. Более действенным решением оказалось внедрение внутренних особенностей структуры силового транзистора, связанных с явлением коллектирования носителей на активном участке фронта включения, что позволило сделать дополнительные условия для резвого разряда паразитной входной емкости. В итоге на фронте включения данного транзистора ясно наблюдается эффект «квазирегенерации» (см. рис. 2 и 8), позволяющий понизить энергопотери Eon более чем на 30% по сопоставлению со стандартными эталонами каскодных биполярно-полевых транзисторов.

С приближением рабочих частот к уровню сотен килогерц решающим фактором, как и ожидалось, становится мощность утрат, связанная с переходным процессом переключения силового транзистора. В данном спектре частот ясно появляются достоинства быстродействия МОП полевого транзистора, не связанного с необходимостью удаления из структуры прибора неосновных носителей. Для оптимизации структуры IGBT для частотного внедрения требуется соответственное регулирование времени жизни носителей, где, как понятно, преимущество имеет способ протонной обработки кристаллов. В экспериментальных образчиках каскодного транзистора употреблялся (по экономическим причинам) более дешевенький метод регулирования времени жизни- электрическое облучение, что, во-1-х, наращивает прямые падения напряжения на приборе и, во-2-х, не настолько отлично обеспечивает понижение остаточного (хвостового) тока прибора. В особенности это приметно для силовых транзисторов первого поколения класса 600 В, что стало основной предпосылкой относительно высочайшего значения энергии утрат при выключении.

В практическом применении энтузиазм представляет также оборотная задачка: по известному значению мощности рассеяния, отводимой от силового транзистора тем либо другим методом, найти предельную частоту работы ключа. Величина предельной частоты определяется по последующей формуле:

Сравнительный анализ эффективности главных силовых транзисторов с полевым управлением

Р0 в данной формуле значит величину мощности, которую может быть отвести от структуры прибора, что, в свою очередь, определяется термическими чертами транзистора, методом его монтажа, конструкцией используемого радиатора и видом остывания. К примеру, при естественном воздушном охлаждении с применением пластинчатого гладкого либо ребристого радиатора размером 100-150 см2 наибольшая отводимая мощность для силовых транзисторов с термическим сопротивлением 0,5-1 °С/Вт составляет менее 10-16 Вт. А при принудительном воздушном охлаждении со скоростью порядка 2-5 м/с Р0 составляет порядка 25 Вт. Конкретно для этих значений Р0 был рассчитан ряд предельных частот для исследуемых транзисторов. Результаты представлены в таблице 4.