Рубрики
Технологии силовой электроники

Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 4

Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 4 Саркис Эраносян Владимир Ланцов Продолжен анализ личных технических заморочек, решаемых в процессе эволюции

Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 4 Саркис Эраносян Владимир Ланцов

Продолжен анализ личных технических заморочек, решаемых в процессе эволюции нового класса импульсных источников питания. Рассмотрены вопросы защиты силовых частей преобразователя, также приведены главные концепции и практические схемы для их реализации в сетевых блоках питания. Приведены главные тенденции совершенствования схем управления импульсных источников питания, с учётом развития технологии их производства и компонентной базы.

Все статьи цикла:

  • Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 1
  • Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 2
  • Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 3
  • Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 4
  • Эволюция импульсных источников вторичного электропитания: от прошедшего к будущему. Часть 5
  • Эволюция импульсных источников вторичного электропитания: от прошедшего к будущему. Часть 5.1
  • Эволюция импульсных источников вторичного электропитания: от прошедшего к будущему. Часть 5.2

В предшествующей статье [1] описано развитие российскей компонентной базы для импульсных источников вторичного электропитания в период с 1980 до 1990 г., а именно, речь шла о новых высоковольтных транзисторах с допустимым напряжением коллектор-эмиттер UCER 400 и 650 В при токах коллектора до 10 А. Не считая того, с конца 1970-х до середины 1980-х годов были разработаны современные силовые высокочастотные (ВЧ) силовые диоды на базе барьера Шоттки и диодов с узкой базой. Эти диоды имели допустимые оборотные напряжения URRM от 40 до 200 В и выше при токах IF(AV) от 2 до 30 А. При всем этом их главные технические характеристики были на уровне наилучших забугорных частей, очевидно, при ограниченной типономинальной номенклатуре. Это отдало возможность широкого внедрения в РЭА источников питания с бестрансформаторным входом (БИВЭ). Тщательно описаны общие пути оптимизации главных узлов БИВЭ, исходя из убеждений увеличения их удельных массо-габаритных черт, к примеру, методом определения хорошей рабочей частоты силового преобразователя.

Рассмотрены личные технические трудности, возникающие в процессе эволюции БИВЭ, и способы их решения, которые позволили прирастить частоту преобразования в блоках питания до 100 кГц и выше. Показаны предельные способности развития неких видов изделий электрической техники, таких как ферритовые магнитопроводы для ВЧ-трансформаторов, работающих на частотах до 300 кГц, также для ВЧ-дросселей фильтров, построенных на Мо-пермаллоевых сердечниках. По существу подтверждено, что фактически достигнуты предельные (лучшие) характеристики биполярных силовых переключательных транзисторов, применяемых в импульсных ИВЭ. Биполярные силовые транзисторы достигнули к концу 1980-х годов (в совокупы) собственных наилучших технических черт, таких как наибольшее напряжение коллектора 250–1500 В при токах 10–30 А, также времени рассасывания, которое снизилось до 0,2–0,5 мкс.

Разглядим личные технические трудности, которые появляются в процессе эволюции БИВЭ.

Защита силовых частей преобразователя от перегрузки по току

Важная неувязка надежной работы сетевого блока питания — это безаварийная работа силовых высоковольтных транзисторов при напряжении на входе преобразователя до 350–400 В. Разные переходные, также нерегламентированные нестационарные режимы работы преобразователя, при которых вероятны броски токов через силовые транзисторы в 2–3 раза больше номинального, требуют введения в систему управления блоком узла действенной защиты по току перегрузки. Фактически, другими словами совершенно, нереально убрать сбои в схеме управления, возникающие из-за воздействия разных причин, к примеру, сильных электрических помех, появляющихся вследствие работы разных массивных агрегатов, присоединенных к сети, от которой питается БИВЭ. Время от времени сбои в работе блока могут быть спровоцированы плохим монтажом, как самого блока питания, так и разводкой силовых цепей устройства, в каком он установлен. Нередко помехи, воздействующие на узлы управления, приводят к аварийным режимам работы силовых транзисторов, в процессе проведения экспериментальных исследовательских работ либо регламентных работ, при подключении к чувствительным точкам схемы выводов измерительного прибора, к примеру осциллографа. При всем этом сбои могут быть вызваны как наличием паразитных связей измерительных устройств с «землей» и сетью, так и увеличенным значением емкости выводов относительно корпуса прибора либо блока питания.

С целью конкретизации главных требований к идеологии построения защиты по току силовых транзисторов БИВЭ были проведены экспериментальные исследования с элементами натурного моделирования аварийного режима, возникающего в процессе появления токовой перегрузки. В качестве испытуемого блока был применен сетевой блок питания с выходной мощностью 400 Вт, описанный в статье [2]. Схема экспериментального щита представлена на рис. 1а.

Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 4

Рис. 1. Экспериментальный щит для моделирования аварийного тока БИВЭ

Блок питания подключался к источнику неизменного напряжения 300 В (Uф). На рисунке, где приведена только часть блока, условно показан преобразователь (ТП), содержащий высоковольтные транзисторы. В качестве примера показан снутри ТП один из силовых транзисторов VT. Преобразователь управляется схемой управления (УУ), соединенной с узлом быстродействующей защиты по току (УЗТ). Силовой фильтр Lф – Cф, аналогичный установленному в испытуемом БИВЭ, собран раздельно и подключен через трехфазный выпрямитель к сети напряжением 220 В и частотой 400 Гц. Параллельно выходному конденсатору фильтра Cф подключен тиристор VD через датчик тока и резистор rш, сигнал от него поступает на вход узла защиты, выходной сигнал которого связан со схемой УУ и дальше в виде импульса (Uу) повлияет на силовые транзисторы.

Процессы, происходящие после включения тиристора VD, позволяют провести анализ поведения всех узлов и частей сетевого блока при имитации аварии, когда срабатывает защита по току. Тиристор врубался временами с частотой 400 Гц, продолжительность его импульса пуска на выходе генератора (ГИ) составляла 40 мкс. Генератор работал в режиме наружного пуска. Импульс, подаваемый на генератор ГИ, формировался, в свою очередь, особым пересчетным устройством (ПУ), которое тактировалось сигналами управления, подаваемыми на базисные цепи силовых транзисторов преобразователя.

Суть опыта заключалась в последующем. Аварийный режим в транзисторах ТП моделировался повторяющимся закорачиванием конденсатора Cф. При всем этом на датчике тока возникал сигнал аварии. Отметим, что ввиду наличия в цепи замыкания тиристора VD индуктивности проводников, ток через резистор rш имеет колебательный нрав, другими словами обеспечивает выключение тиристора оборотным током. После разрядки конденсатора Cф тиристор запирается, а конденсатор вновь заряжается до еще одного отпирающего импульса, моделирующего режим перегрузки по току транзисторов преобразователя. В паузах меж срабатываниями тиристора конденсатора Cф заряжался до 300 В.

Как видно на осциллограмме (рис. 1б), динамическое сопротивление открывающегося тиристора и колебательный нрав ограничивают наибольшее значение тока недлинного замыкания на уровне 25–30 А. Повторяющийся режим процесса закорачивания позволил при наружной синхронизации измерительного осциллографа следить импульс тока перегрузки (кривая 1) и импульс на выходе узла защиты УЗТ (кривая 2). Импульс напряжения эмиттер-база силового транзистора VT в режиме срабатывания защиты при условии форсированного запирания приведен на рис. 1в (кривая 3), а импульс напряжения при пассивном рассасывании неосновных носителей — это кривая 4.

Обработанные результаты проведенных тестов позволяют сделать последующие выводы. При настройке узла защиты на уровень срабатывания, обозначенный Iуст.з на рис. 1б, его пороговый элемент выдает импульс (кривая 2) с суммарной задержкой по времени tз1. Необходимо подчеркнуть, что в этом блоке УЗТ выполнено на базе операционного усилителя 140УД1, на выходе которого имеется главный каскад на транзисторе 2Т603Б с импульсным трансформатором типа ММТИ-329. Гальванически развязанный от сетевого потенциала импульс напряжения (кривая 2) подается в схему управления УУ, где повлияет на усилители мощности базисных цепей силовых транзисторов. В итоге деяния выходного импульса узла защиты происходит выключение силовых транзисторов преобразователя. На рис. 1в показаны импульсы напряжений при 2-ух вариантах выполнения схемы выключения. Для первого варианта кривая 3 указывает изменение напряжения перехода эмиттер-база силового транзистора после прихода импульса защиты Uу. В момент полного запирания силового транзистора, что соответствует режиму окончательного прерывания тока через его коллектор (рис. 1а), квазиаварийный ток достигал значения Iкз ≈ 24 А. Для второго варианта (кривая 4) (при условии пассивного рассасывания неосновных носителей) видно, что процесс полного выключения силового транзистора происходит позже, чем в схеме первого варианта. Для этого варианта моделированный ток недлинного замыкания через транзистор в режиме срабатывания защиты добивается значения I’кз, другими словами ≈28 А.

Если ввести термин «время реагирования» (tрз) и найти его как интервал, отсчитываемый от момента заслуги аварийным током уставки защиты до момента, когда стопроцентно прерывается ток через силовой транзистор, то это время составит для первого варианта tрз = 2,2 мкс, а для второго — t’рз = 3,8 мкс. Для обоих вариантов схем время задержки срабатывания порогового элемента узла защиты tз1 = 0,8 мкс.

При анализе приведенных осциллограмм можно сделать очень принципиальный вывод. В критериях внедрения современных высоковольтных биполярных транзисторов, когда существует конечное время их выключения 0,5–2 мкс, находится запаздывание прерывания аварийного тока. Вследствие этого появляется разрушительный ток, делающий работу узла защиты неэффективной. Проведенные экспериментальные исследования аварийных режимов в сетевых блоках питания довольно много отражают высококачественные свойства протекающих процессов. При имитации аварийного режима при помощи силового транзистора (заместо тиристора) время от времени амплитуда тока недлинного замыкания росла в 1,5–3 раза из-за наименьшего динамического сопротивления транзистора в процессе переключения.

Практический опыт работы с бестрансформаторными блоками питания позволяет сконструировать главные требования к системе организации защиты по току силовых высоковольтных транзисторов:

  1. На шаге срабатывания узла защиты от начала реагирования «выявительного» органа до полного прекращения тока через силовой транзистор нужно обеспечить ограничение тока на неопасном для транзистора уровне.
  2. Суммарное быстродействие «выявительного» органа должно быть менее 0,3–0,4 мкс.
  3. В момент срабатывания защиты нужно вводить активное запирание высоковольтных транзисторов.
  4. Предпочтительна гальваническая развязка исполнительного органа защиты от датчика тока, связанного конкретно с входным сетевым напряжением.

Защита по току в сетевых блоках с входным индуктивным фильтром

Анализ работы устройства защиты по току, в какой были реализованы главные требования изложенной концепции действенной защиты силовых транзисторов, проведем на базе БИВЭ, рассмотренного в [2]. На рис. 2 приведена облегченная схема этого блока питания.

Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 4

Рис. 2. Схема БИВЭ с входным индуктивным фильтром

Как видно на рисунке, входное сетевое трехфазное напряжение 220 В и частотой 400 Гц поступает через сетевой выпрямитель (СВ) на вход низкочастотного фильтра (НФ). Неизменное напряжение U0 с выхода НФ на уровне 270–340 В поступает на вход преобразователя ТП. Мостовой преобразователь с выходной мощностью 400 Вт содержит в диагонали силовой трансформатор Трс. Силовые транзисторы VТ1–VТ4 управляются импульсами, сформированными схемой управления (УУ) по закону ШИМ. Схема управления посреди иных узлов содержит модулятор продолжительности импульсов (МДИ). Блок питания врубается устройством, нареченным «узел реле» (УЗ), выход которого соединен с контактором (К), контакты которого обеспечивают подачу сетевого напряжения на вход блока.

Особенностью рассматриваемого блока является цепь ограничения тока недлинного замыкания, которая включена поочередно с конденсатором фильтра Cф. Эта цепь представляет собой параллельное соединение диодика VDф и ограничительного резистора Rогр. На рис. 2 изображена часть схемы устройства защиты по току (УЗТ), которое содержит параметрический стабилизатор напряжения R1, VD1, операционный усилитель A1, выполняющий роль порогового элемента. На один вход усилителя A1 поступает сигнал Urш от датчика тока, который суммируется с неизменным стабилизированным напряжением делителя R2–R4. Другой вход усилителя A1 соединен с источником опорного напряжения (R5, VD2) через резистор R6. Выход порогового элемента соединен с импульсным усилителем на транзисторе VT5, в коллекторе которого включен импульсный трансформатор Тр1. Одна из обмоток этого трансформатора W4 образует цепь положительной оборотной связи, присоединенной к базе VT5. Выходные обмотки Тр1 соединены с входами МДИ и формирователя стробирующего импульса (ФИС), обеспечивающего форсированное выключение силовых транзисторов (набросок, см. СЭ №1 ‘2009, стр. 24). В обычном режиме работы преобразователя ТП потребляемый им ток I’н образован 2-мя составляющими: током IL дросселяLфи током Icразрядки конденсатора Cф. При выключенных силовых транзисторах преобразователя происходит зарядка конденсатора током дросселя, который протекает через диодик VDф.

Защита от перегрузки по току работает последующим образом. Когда ток через резистор rш растет до тока уставки срабатывания, определяемой потенциометром R3, срабатывает операционный усилитель A1, и на выводе 5 появляется напряжение, которое открывает транзистор VТ5. Благодаря положительной оборотной связи он удерживается в режиме насыщения некое время после уменьшения тока перегрузки. В итоге этого на вторичных обмотках импульсного трансформатора Тр1 формируются сигналы, обеспечивающие ограничение продолжительности управляющих импульсов на базах открытых силовых транзисторов, также пуск схемы узла ФИС. Последняя образует активное запирание транзисторов VТ2, VТ4, поточнее 1-го из их, который был открыт в этом полупериоде рабочей частоты ТП.

Время задержки срабатывания «выявительного» органа состоит из последующих частей:

  1. Задержка нарастания напряжения на выводе 9 усилителя A1, определяемая помехозащитным интегрирующим конденсатором C1, уменьшающим коммутационный пик силового тока, который возникает сразу с открыванием силовых транзисторов. В рассматриваемом блоке это время составляет 0,3–0,4 мкс.
  2. Время переключения операционного усилителя, отсчитываемое от начала реагирования до начала открывания транзистора VТ5 (как правило это время равно 0,2–0,3 мкс).
  3. Время нарастания напряжения на обмотках импульсного трансформатора (0,1–0,25 мкс).
  4. Время срабатывания МДИ после подачи на его вход импульса от узла защиты (0,1–0,15 мкс). Общее время задержки (tз) составляет 0,7–1,1 мкс.

После снятия сигнала управления с переходов эмиттер-база силовых транзисторов на их поступает запирающее напряжение, обеспечивая форсированное рассасывание скопленных лишних носителей. В итоге силовые транзисторы выключаются. Стоит отметить, что время выключения (tвыкл) биполярных высоковольтных силовых транзисторов, содержащее внутри себя и время рассасывания, обычно лежит в границах 0,7–2 мкс и находится в зависимости от многих причин. Таким макаром, общее время реагирования tрз при аварийном срабатывании защиты, равное сумме tз + tвыкл, составляет 1,4–1,7 мкс.

В согласовании с поставленной задачей в течение сих пор нужно каким-то методом ограничить ток недлинного замыкания в системе. Ограничение тока действует в рассматриваемом блоке даже при пробое «по вертикали» (стойке): одновременное открытие транзисторов VТ1 и VТ2 либо VТ3 и VТ4. Оно состоит в том, что наибольший ток разрядки конденсатора Cф не превосходит значения U0/Rогр, а ток дросселя одномоментно возрасти не может.

Приведем главные формулы для выбора частей цепи ограничения тока в системе защиты [3]. Величина резистора Rогр рассчитывается из соотношения:

Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 4

где Imax — очень допустимый импульсный ток коллектора силового транзистора, а I’н — приведенный к входному напряжению U0наибольший ток нагрузки ТП. Используя соотношения амплитуды тока употребления при индуктивном фильтре, тока разрядки конденсатора и среднего тока через дроссель, после легких преобразований получим:

Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 4

где γ = tи/(0,5Т) — коэффициент наполнения импульсов модуляции (tи — продолжительность открытого состояния транзисторов в каждом полупериоде, а 0,5Т — продолжительность полупериода рабочей частоты ТП).

Мощность, выделяющаяся в ограничивающем резисторе, определяется выражением:

Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 4

Экспериментальная проверка эффективности системы ограничения тока при работе устройства защиты по току моделировалась по схеме рис. 3а.

Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 4

Рис. 3. Схема экспериментального щита для проверки эффективности схемы ограничения тока

Исходный ток, эквивалентный току преобразователя в номинальном режиме, устанавливался при помощи резистора Rн.экв, входное напряжение было 300 В. Резистор Rн.экв шунтировался замыканием переключателя S сопротивлением Rкз. Напряжение Urшподается на электрический осциллограф. Обработанные осциллограммы представлены на рис. 3б–г. На рис. 3б представлен нрав и конфигурации тока недлинного замыкания прямо до перегорания предохранителя F (время срабатывания составляет 15 мс). На рисунке видно, что замыкание происходит в момент t1, при всем этом ток растет до значения, обозначенного Iн.огр и равного 6 А. В течение времени от t1 до t2 ток ограничен разрядной цепью конденсатора Cф. Увеличивающийся ток намагничивания дросселя Lф приводит в течение 100 мкс к возрастанию тока до значения Iк.огр = 9 А. На рис. 3в этот исходный участок процесса недлинного замыкания приведен раздельно, при этом, как видно на осциллограмме, ток наращивается в интервале t1–t2 фактически линейно. На рис. 3г показано напряжение на дросселе Lф. Осциллограмма указывает, что время насыщения дросселя (Д59) составляет 200 мкс.

Эта система построения защиты по току была внедрена в серийный блок питания, в каком согласно [4] получены последующие данные. Коэффициент полезного деяния БИВЭ (400 Вт) без резистора Rогри диодика VDф был 0,82, а после введения цепи ограничения недлинного замыкания КПД становится равным 0,8. Как следует, можно заключить, что суммарные утраты от введения частей ограничения тока недлинного замыкания составили 3% от выходной мощности БИВЭ. Если нужно уменьшить данную величину утрат, может быть применение схемы, описанной в [5]. Для реализации этой идеи, как показано на рис. 2, параллельно ограничивающему резистору (выводы «А» и «Б») подключается транзистор VTзащ в моменты подачи рабочих импульсов на силовые транзисторы. Тем минимизируются утраты на резисторе Rогр, потому что он шунтируется в рабочем цикле преобразователя падением напряжения на открытом транзисторе VTзащ. В момент срабатывания схемы защиты по току импульсы управления, подаваемые на VTзащ, исчезают, и он закрывается. При всем этом резвое запирание этого транзистора обеспечивается внедрением режима его работы на грани насыщения (Uкэ ≈ 2 В). После чего схема ограничения тока недлинного замыкания работает как обычно. В данном случае суммарные утраты в БИВЭ от введения схемы ограничения тока недлинного замыкания составят 1,5–2 Вт.

Защита по току в сетевых блоках с входным емкостным фильтром

Основная часть схемы с емкостным входным фильтром [6], в какой посреди других требований рационального решения заморочек разработки современного БИВЭ также реализована система ограничения тока недлинного замыкания, представлена на рис. 4. А на рис. 5 приведен вариант практического построения таковой схемы — устройство защиты по току [3].

Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 4

Рис. 4. Схема БИВЭ с входным емкостным фильтром

На рис. 4 показана силовая часть БИВЭ. Сетевое переменное напряжение подается на сетевой выпрямитель СВ, от которого питается устройство ограничения тока зарядки УЗК, соединенное со сглаживающим фильтром Cвхф. Так формируется высочайшее неизменное напряжение U0, являющееся питающим для частотного транзисторного преобразователя ТП. Преобразователь построен на базе полумостовой схемы без средней точки источника питания. Силовые транзисторы преобразователя, попеременно открываясь, образуют на обмотке силового трансформатора Тр.с переменное напряжение с широтно-импульсной модуляцией. При отпирании силового транзистора VT1 к обмотке W1 прикладывается разность напряжений U0и напряжения на разделительном конденсаторе Cр. В другой полупериод к обмотке W1 прикладывается напряжение на конденсаторе Cр через открытый транзистор VT2.

Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 4

Рис. 5. Схема устройства защиты с ограничением аварийного тока в БИВЭ

Предназначение и схемы включения вторичных обмоток Тр.с показаны на рисунке: обмотка W2 служит для получения выходного стабилизированного напряжения Uвых БИВЭ, обмотка W3 — для получения напряжения Uу.т, которое применяется при формировании импульса включения тиристора, подаваемого через узел фазового включения тиристора ФВТ [1]. Обмотка W3 — для получения напряжения Uп.уу в цепи обеспечения «самопитания» схемы управления УУ после пуска преобразователя ТП. Схема также содержит элементы для пуска преобразователя, к примеру, конденсатор пуска Cзап и узел разряда УР, который предназначен для разряда энергии, скопленной в Cвхф, и работает при каждом выключении блока питания от сети. Тщательно работа этих узлов описана в [1].

Потому что в этом БИВЭ нет дросселя в сетевом фильтре, то система ограничения тока недлинного замыкания построена по-другому. Для уменьшения моментальной мощности в коллекторных цепях силовых транзисторов установлены дроссели Lк1 и Lк2. Но выбор величины индуктивности этих дросселей изготовлен не только лишь из-за необходимости понижения моментальной мощности, но также из условия ограничения тока недлинного замыкания. Этот аварийный режим работы силового преобразователя может появиться, к примеру, при одновременном отпирании силовых транзисторов VT1 и VT2, которое может быть как в итоге «сбоя» в схеме управления, так и при воздействии сильной электрической помехи в базисных цепях транзисторов. После выключения транзисторов токи коллекторных дросселей замыкаются через надлежащие гасящие цепи (VDг и Rг). В цепях прохождения силовых токов преобразователя установлены резистивные датчики токов rш1 и rш2. Разглядим устройство защиты на рис. 5, реализующее требуемую функцию ограничения аварийного тока в БИВЭ с входным емкостным фильтром.

Транзисторы преобразователя управляются импульсами от схем геометрического сложения СС1 (СС2) напряжений 2-ух генераторов. Ведущий генератор Разум1 управляется импульсами от задающего генератора ЗГ через счетный триггер D1, а ведомый генератор Разум2 — модулятором МДИ через счетный триггер D2. Питание на усилители мощности поступает от вспомогательного источника Uп.защ через электрический ключ Sум. В цепи питания Разум1 и Разум2 установлены резисторы R1 и R2, по этому миниатюризируется пик тока (режим одновременного открытия VT1, VT2 (VT3, VT4) из-за конечного времени переключения этих транзисторов). Секундные мощности при выключении транзисторов уменьшены благодаря установке конденсаторов C1 и C2. В схеме сложения СС показан для примера один силовой транзистор VT1, в базе которого сформирована цепь суммирования сигналов от трансформаторов Тр.1 и Тр.2 усилителей мощности, которая выполнена на базе уникальной схемы по [7]. Ток базы силового транзистора ограничивается резистором Rб.

Система защиты содержит в себе последующие узлы. Преобразователь сигналов защиты, созданный для обеспечения гальванической развязки напряжения на датчиках токов rш1 и rш2 от схемы управления. Сразу с развязкой происходит усиление сигнала по напряжению. Функции такового преобразователя делает главный коммутатор на транзисторах VTк1и VTк2, управляемых попеременно в каждом полупериоде работы ТП. Базисные цепи транзисторов VTк1 и VTк2 подключены подходящим образом к двум дополнительным обмоткам трансформатора Тр.1 ведущего генератора. В один из полупериодов работы ТП напряжение от датчика rш1 поступает на первичную обмотку трансформатора защиты Тр.3 через открытый транзистор VTк1. В другой полупериод напряжение на датчике rш2 прикладывается к той же обмотке Тр.3, но образуя другую полярность. В итоге на вторичной обмотке Тр.3 появляется импульсное переменное напряжение 5–7 В. Это напряжение, пропорциональное току нагрузки БИВЭ, выпрямляется и поступает на входы пороговых устройств ПУ1 и ПУ2. Заметим, что время от времени заместо резистивных датчиков применяется включение 2-ух первичных обмоток трансформатора тока. В данном случае при обычном режиме обеспечивается получение переменного импульсного сигнала на выходе трансформатора тока. Но при аварийном режиме, к примеру, при одновременном отпирании силовых транзисторов (VT1 и VT2 на рис. 4), сигнал перегрузки появляться не будет, потому что ток протекает по двум встречно включенным первичным обмоткам трансформатора тока. В этих критериях предлагаемый коммутатор, невзирая на наличие сигнала перегрузки на 2-ух резисторах rш1 и rш2, ввиду 1-го открытого транзистора из 2-ух будет передавать на первичную обмотку трансформатора Тр.3 напряжение только от 1-го из датчиков тока.

Функцию узла, обеспечивающего ограничение тока недлинного замыкания, развивающегося в силовых транзисторах за время реагирования, делают дроссели Lк1 и Lк2 (рис. 4). Индуктивность этих дросселей определяется в согласовании с работой [8], а для двухтактного преобразователя будет:

Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 4

где Lк — индуктивность в цепи коллектора каждого силового транзистора, Iк max — предельный ток через транзистор, возникающий в аварийном режиме, при этом этот ток должен быть меньше предельного допустимого тока по техническим условиям (Imax).

Наличие 2-ух пороговых устройств обосновано концепцией двухуровневой защиты по току. Ее суть заключается в последующем. 1-ый уровень реализуется устройством ПУ1 и обеспечивает функционирование автоматической возвратимой защиты по току, другими словами выход его, воздействуя на устройство МДИ, приводит к уменьшению ширины рабочего импульса в транзисторах ТП, прямо до малого значения. Уставка этой защиты довольно близка к номинальному току. 2-ой уровень реализуется устройством ПУ2 и обеспечивает защиту с запоминанием, его срабатывание приводит к снятию управляющих импульсов, подаваемых на силовые транзисторы. Осуществляется это методом установки триггеров D1 и D2 в нулевое положение по выходам, что приводит к отключению транзисторов T1–T4 усилителей мощности, также к размыканию ключа Sум. Предназначение еще 1-го выхода ПУ2 будет описано дальше.

Основной метод работы предлагаемой системы защиты поясним при помощи описания опыта, подтверждающего эффективность ее работы. В сетевом блоке питания 80 Вт (5 В, 16 А) [6] (рис. 4) параллельно силовому транзистору VT2 врубается особый электрический коммутатор. При этом включение этого коммутатора делается сразу с включением транзистора VT1 на время 10 мкс. Таким макаром, имитируется пробой «по вертикали» (стойке), другими словами аварийное одновременное открывание силовых транзисторов VT1 и VT2.

Процедура опыта состоит в том, что после сотворения режима аварийного недлинного замыкания, другими словами включения электрического коммутатора, на осциллографе записывается процесс отключения силового высоковольтного транзистора БИВЭ. При всем этом импульс тока перегрузки, возникающий на резисторе rш1, передается при помощи транзистора VTк1 на импульсный трансформатор Тр.3. Дальше гальванически развязанный от сети сигнал через выпрямитель подается на по роговые устройства. Импульс выхода ПУ1 автоматического канала защиты воздейст вует на МДИ таким макаром, чтоб импульс управления силовыми транзистора ми уменьшился до малой продолжительности. Импульсы с выхода ПУ2 защиты с запоминанием, не считая установки триггеров D1 и D2 в ноль по выходам и выключения ключа Sум, также на 3-ем выводе сформировывают отпирающие импульсы, которые через развязывающие диоды VD1–VD4 поступают сразу на базы транзисторов T1–T4 усилителей мощности Разум1 и Разум2. В итоге происходит эквивалентное куцее замыкание первичных обмоток трансформаторов Тр.1иТр.2. Эффективность примененных технических решений в системе защиты оценивается измерением времени реагирования tр.з и предельного тока недлинного замыкания (Iпред.кз), проходящего по силовому транзистору VT1 (рис. 4) в момент окончательного его выключения.

Приведем некие технические данные по серийному блоку питания, в каком была реализована двухуровневая защита по току, имеющая систему ограничения тока недлинного замыкания. Силовые транзисторы — 2Т824, выпрямительные диоды выходного выпрямителя — 2Д213Б, рабочая частота преобразования ТП — 20 кГц. Индуктивность коллекторных дросселей Lк1 и Lк2, ограничивающих токи в силовых транзисторах, приравнивается 60 мкГн; сопротивление гасящего резистора Rг = 2 Ом; сопротивление датчиков токов rш1 и rш2 — 1 Ом.

Результаты экспериментальных исследовательских работ, отражающие этапы поочередного приближения схемных решений к итоговому варианту системы защиты (рис. 5), представлены в таблице 1.

Таблица 1. Этапы совершенствования схемы защиты

Этапы
совершенствования
схемы защиты Варианты системы защиты Общее время срабатывания защиты tрз, мкс Предельный ток недлинного замыкания Iпред.кз, А 1 Схема без форсирующей цепи ФЦ и без закорачивания трансформаторов Тр1 и Тр2 6 12 2 Схема с закорачиванием трансформаторов Тр1 и Тр2, но без форсирующей цепи ФЦ 3,5 8 3 Схема с закорачиванием трансформаторов Тр1 и Тр2 и включением форсирующей цепи ФЦ 2,0 4

Поясним приведенные экспериментальные данные.

На первом шаге сигнал устройства защиты ПУ2 обеспечивает выключение усилителей Разум1 и Разум2. Но отсутствие запирающего импульса на высоковольтном транзисторе блока (схема ФЦ), также пассивное время рассасывания лишних носителей приводит к возрастанию времени реагирования до 6 мкс. Непременно, осложняет этот процесс наличие запасенной энергии магнитного поля трансформаторов усилителей мощности, которая продолжает подпитывать базу запираемого силового транзистора.

На втором шаге закорачивание трансформаторов усилителей мощности обеспечивает резвое рассеивание энергии в этих трансформаторах, что и сказалось на уменьшении времени реагирования до 3,5 мкс.

На 3-ем шаге реализуется закорачивание трансформаторов Тр1иТр2и подключение форсирующей цепи ФЦ в схеме. Это позволяет существенно уменьшить время реагирования, благодаря режиму активного запирания базисного перехода силового транзистора конденсатором, заряженным во время деяния отпирающего импульса управления. Следует отметить, что это напряжение может быть приложено к базе силового транзистора только при условии обеспечения эквивалентного закорачивания трансформаторов усилителей мощности Разум1 и Разум2.

В заключение отметим, что описанные главные пути решения суровых заморочек разработки современных высокочастотных БИВЭ не претендуют на исключительность. Но долголетняя практика удачной эксплуатации и опции серийно изготавливаемых сетевых блоков питания, построенных на базе предлагаемых схемных решений, подтвердила корректность и надежность изложенных концепций, алгоритмов и советов.

В части 3 истинной статьи [1] приведены сведения о развитии российскей компонентной базы до 1990 года. Так как конкретно в эти годы фактически закончилась эра биполярных высоковольтных силовых главных транзисторов, которая берет свое начало с середины 1960-х годов, завершим эту веху развития силовой электроники коротким обзором забугорной компонентной базы. До конца 1970-х годов были разработаны высоковольтные транзисторы, владеющие многими плюсами, исходя из убеждений их удачного внедрения в массивных сетевых БИВЭ [9]. Компании RCA, Texas Instrument, Motorola Semiconductor (США) изготавливали транзисторы, приблизительно равноценные по своим характеристикам: UCE0 от 250 до 400 В; Ic до 10 А; полное время выключения, беря во внимание время рассасывания, до 0,8 мкс. Компания Mullard (США) выпускала транзисторы типа BOX Series, которые имели пробивное напряжение 800 В и граничное UCE0 = 400 В, при всем этом общее время переключения составляло около 1,5 мкс. Транзисторы компании Philips типа BUX имели UCEmax= 800 В и общее время переключения 0,8 мкс.

Биполярные массивные транзисторы в период 1975–1990 г. были главным классом силовых транзисторных ключей в преобразователях. Невзирая на непрерывное улучшение их характеристик, улучшение черт их быстродействия разными схемами их управления, таких как пропорциональное токовое управление, эмиттерное выключение и т. п., все таки относительно огромное время рассасывания лишних носителей, также характеристики области их неопасной работы (ОБР) существенно ограничивали частоту работы силовых преобразователей до 80–100 кГц. Но к концу 1980-х годов стало естественным, что эра преобладания биполярных силовых высоковольтных транзисторов, применяемых в преобразователях сетевых блоков питания, работающих на рабочих частотах 100 кГц и выше, фактически закончилась. На замену им пришли главные транзисторы нового типа: идет речь о полевых транзисторах с изолированным управляющим электродом «затвором». Структура таких устройств (металл-диэлектрик-полупроводник) лежит в базе обширно всераспространенного наименования МДП-транзисторов. В этом случае, когда диэлектриком является окисел (двуокись кремния), их именуют МОП-транзистором (MOSFET).

С 1980 по 1990 г. номенклатура изготавливаемых полевых транзисторов была велика так, что уже появились MOSFET-транзисторы (MT), как на относительно малые напряжения сток-исток от 60 В, на огромные токи до 50 А, так и на высочайшие напряжения до 500–800 В при токах 10–20 А. При всем этом стоит отметить бесспорные плюсы MT перед биполярными транзисторами: высочайшее входное сопротивление, позволяющее управлять их работой при помощи маломощного сигнала, также область неопасных режимов, которая не была ограничена факторами, связанными с вторичным пробоем, как в биполярных транзисторах. Не считая того, подчеркнем высочайшее быстродействие процессов переключения для полевых транзисторов, которое существенно уменьшает динамические утраты, что позволяет реально повысить рабочую частоту в преобразователях до 150–250 кГц. Также отметим возможность надежной работы при ординарном параллельном соединении нескольких транзисторов, обусловленной положительным температурным коэффициентом сопротивления сток-исток в режиме насыщения.

Обилие главных типов устройств MT и разных корпусов выполнения продемонстрируем на примере устройств американской компании International Rectifier (IR) HEXFET Power MOSFETs:

  • Разные корпуса: TO-3; TO-247AC; TO-220AB; корпус с управлением от логического уровня Logic-Level HEXFETs: TO-252AA (D-Pak).
  • Корпуса с токовыми выводами: 5 PIN TO-220, схожий TO-204AA; 5 PIN TO-3P, схожий TO-247AC.
  • Силовые модули HEX-Pak Modules, к примеру полумост из 2-ух MT (Half Bridge) TO-240AA.

Приведем несколько примеров технических характеристик на ряд транзисторов компании IR:

  1. Силовой модуль IRFK4H350 в корпусе HEXPak, TO-240AA, в каком включены четыре параллельных кристалла силовых MT, создающие эквивалентный транзистор, имеющий последующие технические данные: UDSS = 400 В, ID = 50 А [25°С] (при температуре корпуса (Tc) 25 °С и ID = 32 А [100°С]); IDM = 200 А— циклический импульсный ток, ограниченный наибольшей температурой перехода, RDS(on) = 0,075 Ом; мощность рассеивания PD.= 500 Вт [25°С]; UGS = ±20 В; рабочая температура перехода (TJ) от –40 до 150 °С.
  2. Транзистор MT типа IRFPS40N60K в корпусе Super-247 (TO-273AA): UDSS = 600 В, ID = 40 А [25 °С]; RDS(on) = 0,011 Ом.
  3. Транзистор типа IRFP450 в корпусе TO-247AC: UDSS = 500 В, ID = 14 А [25 °С] и ID= 8,7 А [100°С]; IDM= 56 А; RDS(on) = 0,4 Ом; PD.= 190 Вт [25°С]; UGS = ±20 В; TJ — от –55 до 150°С.

Что касается российских высоковольтных полевых транзисторов, то можно отметить последующее. Если отставание в разработках высоковольтных биполярных транзисторов во времена СССР составляло 3–5 лет, то полевые транзисторы для импульсных БИВЭ практически появились посреди 1980-х годов [10]. Но к концу 1980-х годов экономическое положение СССР резко усугубилось. Зато к этому времени производители забугорной электрической техники успели существенно обновить свое оборудование, по существу, совершив еще одну техно революцию. Они создали упор на сверхтехнологичные автоматические полосы и миниатюризацию компонентной базы, которая была ориентирована на понижение издержек в критериях массового производства. Многие мировые компании по производству электрических компонент и изделий выстроили современные фабрики в странах третьего мира — от Китая и Индии до Мексики и Бразилии, потому что в этих странах преобладала доступная рабочая сила. Конкретно в это время еще одного технического резкого подъема микроэлектроники и силовой электроники случился обвал политической системы СССР, что, в свою очередь, привело к распаду 1-го страны и к созданию нового — Русской Федерации.

Пока Наша родина в муках рождала административные и муниципальные базы новейшей страны, находящиеся у руля руководители, в большинстве собственном экономисты и партийные работники, многие из которых в техническом и производственном плане были недостаточно грамотны, бросили на произвол судьбы реальный сектор экономики, в том числе и всю электрическую индустрия. Кстати говоря, эти экономисты не выполнили даже главные экономические характеристики, идет речь об инфляции, которая с 36% в 1999 году «благополучно» дошла до 13% в 2008 году. Если за 1-ые 5–7 лет существования новейшей Рф удалось бы сохранить научные кадры в наилучших научных центрах и произвести технологическое перевооружение передовых отраслей производства, то мы не возвратились бы на данный момент к «разбитому корыту».

Вероятный путь подъема электрической индустрии предлагал в 1999–2002 гг. один из создателей статьи — С. А. Эраносян. Предусматривалось существенное уменьшение количества дискретных «рассыпных» компонент при производстве массивных импульсных источников вторичного питания. Такового результата можно достигнуть методом сотворения унифицированных интегральных модулей, которые нужно создать на базе ведущих технологий, как твердотельной микроэлектроники, так и толстопленочной гибридной, что отыскало отражение в ряде публикаций создателей [11–13].

Завершая рассказ об российских силовых компонентах, а непосредственно — о полевых высоковольтных транзисторах и массивных быстродействующих диодиках, отметим последующее. Разработка этих изделий происходила до конца 1990-х годов, в главном, в Москве (НПО «Пульсар»), Воронеже («ВЗПП» и СКТБ ЭС «Электроника»), Брянске (ПО «Кремний»), в пос. Томилино Столичной области (ООО НПП «ТЭЗ»), в Троицке Столичной области (НПО «Энергомодуль») и др.

К истинному времени достигнуты относительные успехи в НПО «Энергомодуль» и ОАО «Контур» (Чебоксары), где выполняются массивные MOSFET-модули с напряжением UDSS от 100 до 800 В, на токи ID от 30 до 500 А [14]. Отметим также, что в ОАО «Воронежский завод полупроводниковых устройств — Сборка» («ВЗПП-С») [15] освоено серийное создание изделий для специальной силовой электроники. Идет речь о ряде полевых транзисторов и диодных сборок в металлокерамических корпусах (КТ-28-2 и КТ-43В). Приведем несколько примеров технических характеристик полевых транзисторов и высокочастотных диодов, изготавливаемых на этом заводе:

  1. Транзистор типа 2П795А4 в корпусе КТ-43-01.01: UDSS = 500 В, ID =14 А, RDS(on) = 0,4 Ом; мощность рассеивания PD = 150 Вт (25 °С).
  2. Транзистор типа 2П793А4 в корпусе КТ-43-01.01: UDSS = 200 В, ID=25 А, RDS(on) = 0,085 Ом; мощность рассеивания PD = 130 Вт (25°С).
  3. Диодная сборка 2Д273ЕС2: пара диодов Шоттки с общим катодом в корпусе КТ-28А-2.01: URRM= 200 В, IF(AV)= 2×20 А, UF = 1,15 В.
  4. Диодная сборка 2Д640ВС2: стремительно восстанавливающиеся диодные сборки в корпусе КТ-28А-2.01: URRM = 600 В, IF(AV) = 2×8 А, tвосст = 60 нс.

Итак, в главном мы окончили описание эволюции импульсных БИВЭ исходя из убеждений особенностей построения и решения главных технических заморочек, как при проектировании схем силовых узлов, так и при разработке важных узлов системы управления. Потому что вся система управления БИВЭ представляет собой принципиальный компонент надежности хоть какого блока питания, а о габаритных параметрах ее мы упоминали в общем плане в статье [1], то представляется закономерным возвратиться к этому вопросу.

Как понятно, размеры системы управления находятся в сильной зависимости не только лишь от миниатюризации компонентной базы, да и от внедрения в процессе ее производства новейших технологий монтажа и сборки. Разглядим улучшение схемы управления за весь период: от первых блоков БИВЭ в 1975 году по сей день. Будем считать, что в общем случае система управления БИВЭ состоит из 2-ух главных частей.

1-ая делает вычислительную функцию: она содержит в себе задающий генератор, триггеры, пороговые элементы (компараторы) для систем защит, модуляторы продолжительности управляющих импульсов, аналоговый усилитель с источником опорного напряжения и т. п. При этом нужно отметить, что эти узлы, обычно, имеют маленькое потребление от источника питания системы управления. Более того, эти функции могут быть успешно реализованы в однокристальной микросхеме, что и подтверждается огромным многообразием интегральных микросхем, выпускаемых бессчетными фирмами. К примеру, компания UNITRODE выпускает только для импульсных ИВЭ порядка 25–40 типов разных микросхем.

Очевидно, какой бы функциональной не была структура интегральной микросхемы, все таки вокруг нее появляется достаточное количество частей: резисторов, конденсаторов, потенциометров, которые в совокупы время от времени именуют «обвес». Таким макаром, интегральная микросхема совместно с элементами образует одну (вычислительную) часть устройства управления (УУ), которую мы обозначим ВЧ-УУ. Ее размеры, также ток употребления фактически не зависят от рабочей частоты силового преобразователя. Другими словами габариты ВЧ-УУ определяются только технологией производства и уровнем компонентной базы.

2-ая часть схемы управления делает усилительные функции, которые заключаются в формировании импульсов, конкретно обеспечивающих включение/отключение силовых транзисторов преобразователя, как в номинальном режиме работы его силовой части, так и в нестационарных и аварийных ситуациях. В большинстве практических случаев, к примеру, для транзисторов массивных БИВЭ, эти импульсы управления должны быть гальванически развязаны от ВЧ-УУ системы управления. Для этих целей используются усилители мощности с импульсным выходным трансформатором, вторичные обмотки которых управляют силовыми транзисторами, или впрямую конкретно, или через особые микросхемы (драйверы), которые имеют особые отдельные источники питания, гальванически развязанные от системы управления. Таким макаром, 2-ая часть УУ имеет на входе маломощные сигналы управления и защиты от ВЧ-УУ, потом производит их развязку, усиление и согласование с нужным уровнем сигнала включения/отключения силовых транзисторов. Эту часть системы управления обозначим УМ-УУ. Ее размеры, также ток употребления точно зависят от рабочей частоты силового преобразователя и его мощности, также от технологии производства и уровня миниатюризации компонентной базы.

Главные этапы развития систем управления БИВЭ и их характеристики сведены в таблицу 2. В ней приводятся, в качестве иллюстрирующих примеров, большие свойства УУ и входящих в него узлов ВЧ-УУ, также УМ-УУ. Там же приведены главные данные на блоки БИВЭ, в каких применялись эти системы управления, также коротко пояснены используемые в УУ технологии и главные типы частей применяемой компонентной базы.

Таблица 2. Этапы эволюции систем управления БИВЭ

Год
разработки
и компания Характеристики устройства управления (УУ) БИВЭ: характеристики, структура силовой части V, дм3 Разработка Компонентная база (ИЭТ) Входная сеть Мощность,
Uвых, Iн Частота,
кГц Структура, силовые ключи VБИВЭ, дм3 pv,
Вт/дм3 Vуу Vвч4уу Vум4уу 1975, ЦНИИ «ГРАНИТ» 1,2 0,14 1,06 Печатный установка, вертикальная
установка ИЭТ Гибридные ИС: 2ГФ181, 2ТК181;
ИС:1УТ401; импульсный
трансформатор ММТИ/329 220 В; ±13/20 400 Гц; трехфазная 400 Вт; 80 В; 5 А 6,5 Мостовой ТП
с ШИМ.2Т8094А, 4 шт. 8,7 46 1980, ОКБ «РАДУГА» 0,38 0,1 0,28 Печатный установка, вертикальная
установка ИЭТ ИС:136А3 (А8;ТМ2), 140УД1А,
1НТ251 142ЕН1Б, 2ДС523 220 В; ±16/25 50 Гц; однофазовая 80 Вт; 5 В; 16 А 20 Полумостовой ТП
ШИМ.2Т82 4А, 2 шт. 2,2 36 1992, НПО Далекая СВЯЗЬ («ДАЛС») 0,07 0,02 0,05 SMD/установка, корпуса SOT/23,
SOT/89 ИС:КН1055ЕУ5, ЕН/19, КР561АГ1,
КР140УД608, КТ3129А9,
КТ3130А9, КТ665А9, КР142ЕН6,
КС12/6, КД704АС9,
К10/17В, Р1/12, АОД129 380 В; ±15/20 50 Гц; линейное напряжение 55 Вт; Е1=24 В, 2 А; Е2=5 В, 1 А; Е3,Е4= ±5 В; 0,15 А 150 Однотактный
«косой» мост,
квазирезонансный
2П707В2, 2 шт. 0,68 80 1997, ЗАО «ЭЛЕКТРО/ ПЕТЕРБУРГ» 0,32 0,02 0,3 SMD/установка, корпуса SOT/23, SOT/89 ИС:КН1055ЕУ5, ЕН/19, КР561АГ1,
КР140УД608, КТ3129А9,
КТ3130А9, КТ665А9, КР142ЕН6,
КС12/6, КД704АС9, К10/17В,
Р1/12, АОД129 и 1401СА3,
140УД2, КС18/6,АОД128В 220 В; ±15/20 50 Гц; однофазовая 910 Вт; 140 В; 6,5 А 125 Однотактный
«косой» мост,
квазирезонансный
КП809Б, 4шт. 3,5 260

Потому что исторически сложилось, что на первом шаге (1975 г.) развития систем управления БИВЭ в СССР был разработан блок питания для корабельного комплекса РЭА, который имел входную сеть частотой 400 Гц, то можно утверждать последующее. Этот 1-ый опыт разработки серийного блока БИВЭ выявил фактически все главные технические трудности нового класса импульсных источников вторичного электропитания. Но много дополнительных технических заморочек было выявлено позже при разработках сетевых блоков, питание которых производилось от низкочастотных сетей частоты 50 Гц с напряжением 220 и 380 В. Посреди их отметим две главные трудности: зарядка конденсатора низкочастотного входного фильтра, также пуск и питание системы управления БИВЭ. В связи с этим имеет смысл подробнее разглядеть последующие этапы совершенствования систем управления конкретно применительно к блокам, питающимся от низкочастотных силовых сетей. Следует выделить, что достижение больших энергетических и удельных больших черт БИВЭ, питающихся от этих сетей, представляется, непременно, более сложным, чем для блоков питания, имеющих частоту входного сетевого напряжения 400 Гц и выше.

Из таблицы 2 видно, как зависит относительный объем системы управления от объема всего блока (Vуу/VБИВЭ) при возрастании частоты транзисторного преобразования ТП. При изменении частоты от 20 до 150 кГц толика УУ снизилась с 17 до 10%, при этом это типично как для блоков мощностью ≈50 Вт, так и для блока мощностью ≈900 Вт. Рост удельной большой мощности pv с 36 до 260 Вт/дм3 разъясняется не только лишь повышением рабочей частоты ТП, да и высококачественным улучшением компонентной базы (силовые полевые транзисторы, маленькие элементы в схеме управления), также внедрением современных технологий, к примеру применение монтажа на поверхность (SMD). В особенности новые элементы и технологии сказались на резком понижении объема вычислительной части схемы управления Vвч-уу: с 0,14 дм3 на первом шаге развития БИВЭ до 0,02 дм3 на последних шагах.

Наибольшего уменьшения объема узла ВЧ-УУ можно добиться методом внедрения гибридной технологии. К примеру, модуль управления (МУ), разработанный в НПО «Дальняя связь» и сделанный в НПО «Буревестник», имел размеры 28x56x6 мм, что соответствует Vвч-уу = 0,01 дм3. Проект этого устройства был сотворен ведущим спецом по разработке импульсных ИВЭ А. А. Чумаковым в 1993 году. МУ представляет микроплату, которая была сделана на глиняной подложке с применением толстопленочной гибридной технологии и маленьких изделий электрической техники (ИЭТ). Модуль был частью системы управления для ИВЭ, построенного на базе квазирезонансной схемы, с рабочей частотой преобразования 300 кГц. Выходные характеристики блока питания: напряжение 5 В, ток 3 А. Входное питание — от сети неизменного тока аппаратуры связи с номинальным напряжением 24 и 60 В. На рис. 6 изображен модуль управления, выполненный на базе гибридной толстопленочной технологии.

Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 4

Рис. 6. Модуль управления на базе гибридной толстопленочной технологии

В текущее время можно утверждать, что концептуально неувязка построения надежной и компактной системы управления фактически не существует. Выбор конфигурации УУ, технологии для ее производства, компонентной базы в главном диктуется, не считая характеристик технического задания, рядом других причин. К примеру, практическим опытом разработчика, также теми либо другими «вкусовыми» пристрастиями при выборе типа и компании основной спец интегральной схемы. Влияют также отдельные аспекты построения узла УМ-УУ в части гальванической развязки управляющих импульсов, подаваемых на силовые ключи ТП. При всем этом основной выбор делается меж схемами с импульсными трансформаторами и схемой, построенной на применении драйверов, выполненных на базе особых микросхем.

Заключение

  1. Завершен анализ главных и личных технических заморочек, возникающих в процессе сотворения надежных импульсных сетевых блоков питания. Проанализированы главные концепции построения систем защиты по току главных силовых частей транзисторного преобразователя.
  2. Приведены аргументы и экспериментальные данные, которые подтверждают необходимость введения в БИВЭ неотклонимого ограничения аварийного тока через силовые транзисторы на неопасном уровне при работе схем защит от перегрузок по току.
  3. Рассмотрены примеры практических схем блоков питания, в каких реализована функция ограничения аварийного тока через силовые транзисторы. При этом приводятся особенности и варианты схем БИВЭ, как для блоков с индуктивным входным фильтром, так и для блоков, имеющих емкостной входной фильтр.
  4. Показана ретроспектива (1980–1990 гг.) совершенствования силовых компонент: высоковольтных быстродействующих транзисторов и диодов, включая диоды Шоттки. Отмечен конец эры биполярных высоковольтных главных транзисторов и вытеснение их полевыми транзисторами с изолированным затвором (MOSFET).
  5. Показана эволюционная ретроспектива совершенствования компонент систем управления БИВЭ, начиная с 1975 года, по изменению как больших характеристик, так и технологии ее производства с учетом развития компонентной базы.

Окончание следует