Рубрики
Оборудование

Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 3

Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 3 Саркис Эраносян Владимир Ланцов Продолжен анализ истории развития импульсных источников питания. Описаны общие

Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 3 Саркис Эраносян Владимир Ланцов

Продолжен анализ истории развития импульсных источников питания. Описаны общие закономерности развития нового класса импульсных источников питания, также рассмотрены пути оптимизации рабочей частоты транзисторных преобразователей напряжения. Проведен детализированный анализ главных узлов сетевых блоков, построенных на базе высокочастотных транзисторных преобразователей напряжения с питанием от выпрямленного сетевого напряжения. Тщательно описаны определенные схемные решения, при помощи которых были решены многие личные технические трудности, возникающие в процессе развития сетевых блоков питания нового типа. Обращено внимание на особенности развития и внедрения компонентной базы, которая использовалась в процессе разработки этих источников питания.

Все статьи цикла:

  • Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 1
  • Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 2
  • Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 3
  • Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 4
  • Эволюция импульсных источников вторичного электропитания: от прошедшего к будущему. Часть 5
  • Эволюция импульсных источников вторичного электропитания: от прошедшего к будущему. Часть 5.1
  • Эволюция импульсных источников вторичного электропитания: от прошедшего к будущему. Часть 5.2

В предшествующей статье [1] описано развитие компонентной базы для импульсных источников вторичного электропитания в период с 1970 до 1980 г., а именно, речь шла о новых высоковольтных транзисторах с допустимым напряжением коллектор-эмиттер (UCER) 250 и 400 В. Приведены характеристики этих транзисторов, в особенности высоковольтного мезапланарного n-p-n-транзистора 2Т809А с UCER = 400 В, разработанного в 1972 году. В итоге этого появилась настоящая возможность разработки регулируемого преобразователя на базе высоковольтных российских транзисторов, который мог работать конкретно от входного выпрямителя сетевого напряжения с неизменным напряжением на выходе его фильтра порядка 300 В. Таким макаром, появился новый класс сетевых импульсных ИВЭ, построенных на базе стабилизированного преобразователя, который получил заглавие «источник питания с бестрансформаторным входом» (БИВЭ). Главным преимуществом этого класса сетевых БИВЭ по сопоставлению с источниками электропитания на базе использования главных стабилизаторов напряжения (КСН) является отсутствие силового низкочастотного трансформатора. Сразу с этим высочайшая рабочая частота преобразования от 5 до 100 кГц и поболее позволяла в этих БИВЭ существительно уменьшить габариты силового частотного трансформатора и понизить объем выходного фильтра источника электропитания. Совместно с тем, как показано в [1], существенно усложнилась схема управления для блоков нового класса ИВЭ. При этом это усложнение в главном связано с огромным количеством новых многофункциональных узлов устройств управления (УУ), невзирая на возникновение новых интегральных монокристальных либо гибридных микросхем с завышенной степенью интеграции, таких как операционные усилители, триггеры, мультивибраторы, компараторы и т. п. Возникновение БИВЭ позволило существенно повысить удельную мощность pv, которая достигнула к 1975 году уровня [1] 46 Вт/дм3 для наилучших российских изделий аналогичного предназначения с питанием от сети 220 В, 400 Гц. Но разработанные для аппаратуры военного предназначения, унифицированные БИВЭ [2] с выходной мощностью 100 Вт при питании от сети 220 В, 50 Гц имели в 1979 году удельную мощность 34 Вт/дм3 (к примеру, блок 5 В, 16 А). В то же время унифицированные блоки типа УВИП [3], созданные для электропитания электронно-вычислительных машин (ЭВМ) единой серии ЕС ЭВМ мощностью 500 Вт, имели pv = 37,3 Вт/дм3 (к примеру, блок 5 В, 100 А).

Как свидетельствует опыт научной и технической практики, всегда после сотворения нового класса какого-нибудь изделия через пару лет возникает необходимость подробного анализа наилучших образцов блоков этого типа. Это связано с тем, что в 1-ые годы происходит активное усовершенствование структур, схем и конструкций блоков. Потом происходит серийное освоение выпуска блоков на заводах, где проводится ряд разных испытаний, в том числе погодных, механических, также проверка характеристик надежности изделий. Основная цель испытаний — проверка свойства конструкции и технических характеристик блоков на соответствие его характеристик тем требованиям, которые приводятся в соответственных нормативных документах, таких как технические условия (ТУ), инструкций по настройке, эксплуатации и т. п. При возникновении в процессе испытаний каких-то отклонений характеристик от их значений, приводимых в документах, проводятся нужные конфигурации в электронной схеме и в конструкции и/либо в текстовых документах. Все конфигурации должны непременно согласовываться с представителем заказчика (ПЗ) изделия.

В итоге блоки, удачно прошедшие весь цикл испытаний, делаются на серийном заводе и поставляются на действующие объекты РЭА. В процессе использования изделия проходят наработку времени в реальных критериях. В случае отказов блоков при работе в комплексах РЭА блоки ремонтируются либо заменяются из состава ЗИП-комплекта. При всем этом информация об отказе блока через службы надежности для анализа поступает на завод-изготовитель и дальше доводится до разработчика, который дает заключение о нраве отказа и советы или для производителя изделия, или по мере надобности согласовывает с ПЗ функцию внесения конфигураций в техно документацию блока. Таким макаром, конкретно после эксплуатации в действующей аппаратуре возникают данные о практической надежности, «живучести» изделий нового класса ИВЭ. В данном случае при положительных данных работы в составе РЭА можно осознанно проводить анализ соответствующих особенностей новых типов БИВЭ.

Анализ нового класса изделий проведем на базе больших характеристик отдельных узлов, входящих в состав блока питания [1] корабельного комплекса РЭА. Напомним характеристики этого блока БИВЭ на выходную мощность Pвых = 400 Вт [Uвых 82–83 В, ток нагрузки 4,7–4,8 А]. На вход блока подается трехфазное напряжение 220 В, 400 Гц. На рис. 1 приведены характеристики объемов отдельных узлов этого БИВЭ. При этом будем считать, что все узлы имеют форму параллелепипеда с схожей площадью большой грани, тогда высота другой грани будет практически «отражать» долю в объеме всего блока. Таким макаром, на оси ординат изображен «условный» объем (V) отдельных узлов и всего блока БИВЭ в дм3, а по оси абсцисс приведена «условная» площадь (S) большой грани параллелепипеда. В научных исследовательских работах применим философский принцип, который упрощенно можно сконструировать так: от личного к общему, от общего к личному. Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 3

В нашем случае эта цепочка смотрится последующим образом:

  • Появился 1-ый высоковольтный транзистор 2Т809А (1972 г.).

  • Началась разработка транзисторного преобразователя с частотой до 10 кГц с питанием от напряжения 300 В.

  • Практически сразу было начата разработка специального блока питания, работающего на кабель.

  • В процессе исследования макетных узлов нового блока были решены сложные технические трудности работы силовой части и схемы управления, связанные как со специфичностью коммутации высоковольтного транзистора, так и с применением в УУ новых серий монокристальных и гибридных аналоговых и цифровых микросхем.

  • Отработана и испытана электронная схема и разработана конструкция нового блока (БИВЭ) (1974 г.).

  • Сделаны бывалые эталоны новых блоков, которые удачно прошли все тесты на соответствие требованиям ТУ.

  • Эталоны блоков поставлены в новейшую аппаратуру специального комплекса РЭА, в составе которого удачно прошли тесты в реальных критериях эксплуатации (1975 г.).

После чего типовая схема частотного транзисторного преобразователя блоков нового класса ИВЭ была применена в других новых комплексах РЭА. С целью улучшения характеристик силового преобразователя установилась пора изучить все узлы блока нового класса на предмет предстоящего развития и совершенствования отдельных его составляющих, другими словами перейти от общего (серийный блок) к личному, провести анализ всех узлов, из которых блок практически состоит. Для этого разглядим рис. 1.

Судя по рисунку, больший объем — 2,1 дм³ — составляет узел «мостовой преобразователь» (МП), без силового трансформатора (Тр.с), объем которого 0,9 дм³. Последующий узел по величине — это элементы входного (сетевого) и выходного (ВЧ) фильтра — 1,6 дм³. Дальше следует устройство управления БИВЭ (УУ) — 1,2 дм³. Мост Ларионова (сетевой) и выходной (ВЧ) мостовой выпрямитель занимают 0,9 дм³. В конце концов, фильтр угнетения радиопомех (ФРП) и остальные элементы БИВЭ, не вошедшие в нареченные узлы, занимают по 0,9 дм³ каждый. Разглядим вероятные пути улучшения отдельных узлов для блоков нового класса ИВЭ. Общие пути оптимизации узлов БИВЭ Транзисторный ВЧ-преобразователь

Этот узел содержит в себе силовые высоковольтные транзисторы с теплоотводами, особые схемы (дроссели, RCD-цепи), предназначение которых — уменьшить «мгновенные» мощности утрат, возникающих в транзисторах в интервалах их коммутации (фронт — tф и спад — tс), до значений, допустимых по ТУ на эти транзисторы. В общем случае для преобразователей с ШИМ-модуляцией рабочей продолжительности импульсов динамические утраты Pдин тр (Вт) зависят от частоты преобразования по известной формуле [4], к примеру, для однотактной схемы с 2-мя сразу включаемыми биполярными транзисторами («косой мост»):

Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 3

где Iк — эквивалентный прямоугольный импульс тока коллектора, f— частота преобразования, кГц, Uвх max — наибольшее напряжение на коллекторе транзистора с учетом верхнего спектра увеличения сетевого напряжения, tф и tс — фронт и спад, мкс.

Отметим, что в этой формуле множитель 2/3 отражает динамические утраты в транзисторе при квадратичном изменении тока коллектора за время его переключения, согласно [5]. Следует увидеть, что согласно формуле (1) динамические утраты в транзисторах преобразователя, на самом деле, пропорциональны рабочей частоте коммутации f, другими словами Pдин тр = F{f}. При этом расчеты можно проводить по формуле (1), которая не учитывает наличие либо отсутствие особых схем для понижения «мгновенных» мощностей утрат в транзисторах. Это разъясняется тем, что эти особые схемы, по существу, «вычитают» мощность утрат из кристалла транзистора, но при всем этом ее же рассеивают в собственных пассивных и активных элементах. Расчеты и инженерная практика это утверждение подтверждают. Силовой ВЧ трансформатор

Объем магнитопровода ВЧ трансформатора находится в зависимости от произведения активного поперечного сечения Sст (см²) магнитопровода на площадь окна Sо (см²) сердечника, заполняемого обмотками трансформатора. Это произведение для однотактной схемы преобразователя определяется последующим образом [4]:

Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 3

где Pгаб — габаритная мощность трансформатора, ΔB — спектр конфигурации магнитной индукции в сердечнике за время рабочего импульса, Тл, j — плотность тока в обмотках трансформатора, А/мм², ηтр — предсказуемый КПД трансформатора, kc — коэффициент, учитывающий действенное наполнение площади поперечного сечения сердечника магнитопровода ферромагнетиком, kм — коэффициент, учитывающий степень наполнения окна сердечника медью обмоток, f— частота преобразования, кГц. Как видно из формулы (2), параметр SстxSо назад пропорционален ΔB и f, другими словами SстxSо=F{ΔB,f}. Нужно направить внимание, выбор ΔB зависит как от схемы преобразователя, так и от черт материала сердечника: характеристик петли перемагничивания, остаточной индукции Br , индукции насыщения Bs и от удельных утрат Pуд для материала магнитопровода. В свою очередь, Pуд находится в зависимости от ΔB,f и температуры сердечника трансформатора. Можно облегчить выбор неких характеристик, если найти материал магнитопровода. Для частот преобразования в спектре от 100 до 300 кГц в текущее время более предпочтительны ферритовые сердечники [6]. При частотах от 10 до 100 кГц, в неких случаях, в особенности при мощности блоков выше 2 кВт с ферритами могут соперничать сердечники на базе бесформенного железа [7]. Для однотактных преобразователей можно задать некие характеристики, которые могут облегчить функцию выбора хорошей частоты преобразования. Так, к примеру, для спектра от 100 до 300 кГц приходится выбирать индукцию ДB от 0,12 до 0,05 Тл, при этом это справедливо как для российских, так и забугорных ферритов. Этот спектр индукции разъясняется сильной зависимостью его от удельных утрат материала при возрастании частоты преобразования.

К примеру, для феррита марки 2500НМС-1 удельные утраты при ΔB = 0,1 Тл составляют: при 100 кГц — ≈70 Вт/кг; 120 кГц — ≈85 Вт/кг; 150 кГц — ≈120 Вт/кг. Но уже при ΔB = 0,06 Тл утраты составляют при частоте 200 кГц приблизительно 25-35 Вт/кг. Меньшие утраты имеют японские ферриты: к примеру, компании TDK марки H7C4 (новое обозначение — PC40, PC44) на частоте 200 кГц — ≈19 Вт/кг (при ΔB = 0,07 Тл); при той же частоте 200 кГц — ≈ 8 Вт/кг (при ΔB = 0,05 Тл). Отметим, что один из наилучших европейских ферритов компании Siemens марки № 67 имеет удельные утраты на частоте 300 кГц приблизительно 22 Вт/кг (при ΔB = 0,05 Тл).

Таким макаром, процедура определения для ВЧ силового трансформатора хорошей частоты преобразователя состоит в выборе определенного типа сердечника в критериях, когда задана марка феррита, также спектр предсказуемой рабочей частоты. В общем случае, на каждой расчетной частоте делается выбор сердечника при вариациях индукции ΔB, потом рассчитываются все характеристики трансформатора, в том числе все утраты мощности, перегрев сердечника, его объем и площадь поверхности, которая нужна для выбора типа и размера охладителя. Нужно отметить, что наибольшая температура, при которой нормируются главные характеристики ферритовых сердечников, равна 100… 120 °С. Отсюда следует, что температура перегрева сердечника силового ВЧ трансформатора должна быть менее 40… 50 °С. Данная величина появляется с учетом температуры среды, к примеру, +50 °С плюс перегрев 15… 20 °С снутри блока питания. Входной и выходной фильтры

Этот узел содержит в себе входной L-C-фильтр, который устанавливается на выходе сетевого выпрямителя, также выходной L-C-фильтр, который установлен на выходе ВЧ-выпрямителя. Потому что входной фильтр находится в зависимости от частоты сетевого напряжения, схемы выпрямителя и мощности, потребляемой БИВЭ от сети, а выходной фильтр очевидно находится в зависимости от рабочей частоты преобразования блока, то целенаправлено их характеристики рассматривать независимо друг от друга:

  1. Выходной ВЧ-фильтр.

    Разглядим вопросы формирования и расчета электронных характеристик дросселя и конденсатора выходного фильтра при выборе хорошей частоты преобразователя.

    1.1. Расчет характеристик выходного дросселя фильтра.

    1.1.1. Наименьшую индуктивность дросселя ВЧ-фильтра Lmin (мкГн), согласно [4], можно найти последующим образом:
    Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 3

    где Uн — выходное напряжение блока, γmin— малый коэффициент наполнения импульсов, а Iн min — малый ток нагрузки (обычно берут 0,1 Iн ном ), f— частота преобразования, кГц. Судя по формуле (3), величина индуктивности Lдр назад пропорциональна частоте f .

    1.1.2. После чего, тем либо другим образом, зная энергию, которую должен запасти сглаживающий дроссель, можно найти объем Vсер (мм³) сердечника магнитопровода. К примеру, для материала типа МП-140 его можно найти по выражению из статьи [8]:
    Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 3

    где L, мкГн, Iн—ток подмагничивания дросселя, который равен току нагрузки.

    1.1.3. Потом выбирается тип магнитопровода, другими словами параметр Sст, Sо, и длина средней силовой магнитной полосы lср. Согласно [8], эффективность скопления магнитной энергии индуктивным элементом можно оценить величиной конфигурации плотности энергии (Дж/(А/м²)), приходящейся на единицу конфигурации напряженности магнитного поля и индукцией в сердечнике. Эта функция для материала МП-140 имеет экстремум при напряженности H магнитного поля, равной 3072 А/м.

    1.1.4. Сейчас можно отыскать число витков обмотки ωдр дросселя ВЧ-фильтра по[4]:

    Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 3

    где Lдр , мГн, lср, см, μ — магнитная проницаемость материала сердечника, Sст, см².

    Отметим, что режим работы дросселя ВЧ-фильтра соответствует режиму работы индуктивного элемента при неком неизменном значении напряженности (H) и маленьких амплитудах переменной составляющей ΔH магнитного поля, которая определяется конфигурацией индукции ΔB.

    Изменение индукции (Тл), которая находится в зависимости от переменной составляющей ULэф напряжения на дросселе, можно найти из [4]:
    Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 3

    где Sст, см², а f , кГц.

    1.1.5. Удельные утраты материала сердечника дросселя, как и ВЧ-трансформатора, зависят от ΔBдр и f, другими словами Pуд др = F(ΔB, f). К примеру, утраты Pуд др для материала МП-140 на f= 200 кГц при ΔB = 0,1 Тл составляют ≈120 Вт/кг, а при ΔB = 0,07 Тл они будут ≈34 Вт/кг. В итоге можно найти утраты в манитопроводе Pдр.с ВЧ-дросселя фильтра [4]:
    Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 3

    где Pуд др, Вт/кг, а mдр — масса сердечника дросселя фильтра, г.

    Очевидно, общие утраты в дроссели, так же как и в силовом трансформаторе, содержат в себе, не считая утрат в манитопроводе, и утраты в меди, другими словами в проводах обмотки дросселя.

    Таким макаром, процедура определения для в/ч дросселя выходного фильтра хорошей частоты преобразователя состоит в выборе определенного типа сердечника дросселя в критериях, когда задана марка магнитопровода, также спектр предсказуемой рабочей частоты. В общем случае, на каждой расчетной частоте делается выбор сердечника при вариациях индукции ДB, потом рассчитываются все характеристики ВЧ-дросселя, в том числе суммарные утраты мощности и перегрев сердечника.

    1.2. Расчет характеристик конденсатора выходного фильтра.

    1.2.1. По формулам, приведенным в [4], рассчитываются относительное значение пульсации S(%) 1-й гармоники на входе выходного ВЧ-фильтра, также коэффициент пульсаций ап (%). После чего можно отыскать коэффициент угнетения пульсаций Qп = S/ап выходного фильтра.

    1.2.2. При известной величине дросселя фильтра L (п. 1.1.1), так же по [4], находим емкость, Cф (мкф) выходного фильтра блока питания:
    Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 3

    где Lдр, мкГн, аf, кГц.

    Судя по (8), величина Cф назад пропорциональна квадрату частоты преобразования f . Уточним снова, что идет речь об однотактных преобразователях, в каких частота импульсов на входе ВЧ-фильтра равна рабочей частоте. Таким макаром, процедура определения для ВЧ-конденсатора выходного фильтра хорошей частоты преобразователя состоит в выборе определенного типономинала конденсатора при условии, когда задана его марка, также спектр предсказуемой рабочей частоты. Очевидно, этот выбор нужно проводить с учетом действенной емкости конденсатора на рабочей частоте kэф. Эти коэффициенты можно высчитать, потому что они представляют собой аналитические функции kэф=F(f), которые аппроксимируют графические кривые, приводимые в технических критериях на надлежащие типы конденсаторов, в том числе и танталовых. Коэффициенты для неких типов конденсаторов, которые были рассчитаны педагогом арифметики Л. Е. Купинской специально для пакета прикладных программ (PREOB, программер И. Н. Ермилова), разработанного в НПО

    «Дальняя связь» [4, 9,10]. Этот пакет программ был предназначен для расчета на ЭВМ преобразователей и всех главных его характеристик, в том числе и для поиска хорошей частоты преобразования.

  2. Входной фильтр БИВЭ.

    Этот узел содержит в себе входной L-C либо С-фильтр, который устанавливается на выходе сетевого выпрямителя. Расчет характеристик входного фильтра с индуктивной реакцией можно выполнить по [11], а для емкостного фильтра можно применить методику из [4]. Как уже указывалось, один из первых БИВЭ на мощность 400 Вт питался от первичной трехфазной сети 220 В, 400 Гц. Нужно отметить, что радиоэлектронные и вычислительные комплексы корабельных систем в главном имели отдельный, особый источник первичного напряжения частоты 400 (500) Гц. На объектах летательных и бортовых комплексов аппаратуры аналогичного предназначения имелся источник первичного напряжения частоты 1000 Гц, и даже в отдельных случаях использовались особые генераторы, работающие на более больших частотах (до 5 кГц). Следует выделить, что применение особых генераторов для РЭА, стопроцентно развязанных от силовой энергетической сети, к примеру, корабельной сети 220 В, 50 Гц, позволяло существенно сделать лучше характеристики электрических помех в аппаратуре, в том числе и с точки зрения электрической маскировки аппаратуры от систем обнаружения. Сразу с этим существенно улучшались технические характеристики первичной сети для РЭА, что автоматом приводило к уменьшению габаритов вторичных источников питания и увеличению их надежности. Это в особенности ясно, если принять во внимание, что силовая корабельная сеть посреди других характеристик имела дополнительно очередной из самых томных режимов. Идет речь о повторно-кратковременном режиме с данными 220 В (+15, –25)%. В связи с этим нужно раздельно рассматривать характеристики входного фильтра для варианта питания БИВЭ от первичной сети 400 Гц и при питании от сети 50 Гц.

    2.1. Входной фильтр БИВЭ при питании от сети 400 Гц.

    В данном случае возникает возможность применить фильтр с индуктивной реакцией, другими словами L-C-фильтр. Как надо из механизма работы такового фильтра, неувязка зарядки конденсатора фильтра Cфвх решается ограничением тока заряда индуктивным сопротивлением дросселя фильтра Lдрвх. Но нужно подразумевать, Cфвхчто есть и другая особенность индуктивного фильтра: склонность к резонансному процессу заряда конденсатора Cфвх которая может появиться при определенных соотношениях реактивных характеристик фильтра и эквивалентного активного сопротивления rвх, поочередно включенного в цепь заряда. Это «критичное» соотношение характеристик просто определяется на шаге расчета характеристик входного фильтра. При всем этом, если нет критерий для резонансного заряда, к примеру, в первом варианте БИВЭ на выходную мощность 400 Вт, в каком значения характеристик были Cфвх=200 мкФ, Lдрвх = 2,5 мГн, а rвх > 3 Ом. В этом варианте процесс зарядки конденсатора фактически имел апериодический нрав. Но в конечной редакции характеристик этого БИВЭ, также для следующих его модификаций на выходную мощность 200 Вт, характеристики фильтра были: Cфвх = 15мкФ, Lдрвх = 4млГн, а rвх > 2 Ом. В данном случае заряд конденсатора носил резонансный нрав, в итоге чего наибольшее напряжение на Cфвх, а означает, и входное напряжение Uвх max для транзисторов мостового преобразователя могло достигать 600 В, что неприемлимо для транзистора 2Т809А. Для решения этой трудности пуск импульсов управления, подаваемых на силовые транзисторы преобразователя, осуществлялся через ≈1,5 с. В течение сих пор конденсатор фильтра успевал разрядиться до неопасного напряжения Uвх max = 320 В. При всем этом напряжение «зарядного горба» на конденсаторе, благодаря разглаживающим резисторам, по существу делилось на два, что, в итоге, обеспечивало неопасное напряжение UCE на каждом силовом транзисторе в закрытом состоянии менее 310 В.

    Как видно из [11], объем L-C-фильтра в главном находится в зависимости от характеристик входной сети (напряжения, частоты), мощности употребления блока от сети, также от схемы входного выпрямителя и коэффициента пульсации на выходе фильтра. При этом допустимая величина индуктивности дросселя Lдрвх назад пропорциональна частоте сети, а емкость Cфвх назад пропорциональна квадрату частоты сети.

    2.2. Входной фильтр БИВЭ при питании от сети 50 Гц.

    Объем емкостного фильтра, согласно [4, 12], в главном тоже находится в зависимости от характеристик входной сети, мощности употребления, схемы входного выпрямителя и коэффициента пульсации на выходе фильтра. При этом емкость Cфвх назад пропорциональна частоте сети.

    Таким макаром, можно утверждать, что в общем случае объем входного фильтра БИВЭ не находится в зависимости от рабочей частоты преобразователя.

Входной выпрямитель сети и выходной ВЧ-выпрямитель

Этот узел содержит в себе как входной выпрямитель сетевого напряжения, не зависящий от частоты преобразователя, так и выходной ВЧ-выпрямитель, который находится в зависимости от рабочей частоты, действующей на его входе. В связи с этим целенаправлено их характеристики рассматривать независимо друг от друга:

  1. Входной выпрямитель сети. Расчет характеристик входного выпрямителя можно делать по [4, 11]. При этом разумеется, что объем входного выпрямителя находится в зависимости от характеристик входной сети (напряжения, частоты, числа фаз), мощности употребления блока от сети, также от схемы выпрямителя.

  2. Выходной ВЧ-выпрямитель.Расчет характеристик выходного ВЧ-выпрямителя приведен в [4].

Потому что нас интересует зависимость объема выпрямителя от рабочей частоты преобразования, то мы разглядим утраты мощности в диодиках на базе методики расчета этих утрат [4], где они выполнены для схем однотакт-ных прямоходовых преобразователей. Потому что статические утраты мощности в диодиках ВЧ-выпрямителя не зависят от частоты преобразования, то проанализируем только динамические утраты, которые согласно [4] равны:
Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 3

где Pдин vD1 — динамические утраты в выпрямительном диодике VD1 (Вт), U2м min—малое амплитудное значение напряжения на вторичной обмотке силового трансформатора, trr— время восстановления оборотного сопротивления диодика в мкс, f— частота импульсов на входе ВЧ-выпрямителя.

Динамические утраты Pдин vD2 (Вт) для коммутирующего (нулевого) диодика VD2 по [4] будут:
Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 3

где kд — коэффициент, учитывающий пик тока в процессе перекоммутации диодика VD2; kд = 1,5 — для диодов на базе p-n-перехода; kд= 1,0 — для диодов Шоттки либо диодов с так именуемой узкой базой (ultrafast recovery).

Таким макаром, процедура определения для выходного ВЧ-выпрямителя хорошей частоты преобразователя состоит в выборе определенного типа ВЧ-диода с учетом динамических утрат, которые пропорциональны рабочей частоте. При всем этом считается данным спектр предсказуемой рабочей частоты преобразователя. Устройство управления БИВЭ

До того как рассматривать трудности совершенствования систем управления в блоках БИВЭ, нужно коснуться вопроса относительного объема УУ к объему всего блока. По данным исследовательских работ характеристик российских и европейских забугорных ИВЭ аппаратуры связи [9] был построен график (рис. 2), который отражает процентное соотношение объема схем управления (Vуу ) по отношению ко всему объему ИВЭ (Vивэ) зависимо от мощности нагрузки Pн. На рисунке видно, что в блоках мощностью от 5 до 10 Вт УУ занимает до 20-25% всего объема ИВЭ. При мощности 30-35 Вт это отношение начинает стремительно падать, и уже при 50 Вт оно становится около 10%. Максимум кривой (35%) приходится на блоки мощностью около 20-25 Вт. Можно представить, что таковой нрав зависимости объема схемы управления от мощности ИВЭ разъясняется последующими обстоятельствами. В блоках малой мощностью ≈7 Вт используются простые схемы преобразователей, в каких облегчены как система управления силовым ключом, так и все виды защит. Тенденция уменьшения объема УУ для блоков больше 50 Вт так же явна, потому что существенно растет объем всего блока питания, ввиду роста размеров составляющих частей его силовой части. Относительно экстремума при мощности ≈20 Вт, то может быть, это связано с тем, что при этих мощностях уже приходится серьезно усложнять схемы управления и защиты, чтоб повысить КПД блока и его надежность, но в то же время его силовая часть еще не настолько велика. Невзирая на то, что эта кривая построена по данным ИВЭ, использующих первичные сети неизменного напряжения аппаратуры связи — 24, 48, 60 В, как показала практика, она может быть полезна и для анализа бестрансформаторных сетевых блоков питания. Может быть только, что экстремум кривой будет сдвинут в область огромных мощностей нагрузки (40–50 Вт).

Как было сказано, удельная мощность для БИВЭ мощностью 400 Вт составила pv = 46 Вт/дм3, при всем этом УУ имело объем 1,2 дм³. Сейчас вообразим, что нам удалось уменьшить объем УУ в 6 раз, другими словами понизить его до 0,2 дм³. В итоге суммарный объем БИВЭ станет 7,7 дм³, при всем этом удельная мощность будет ≈52 Вт/дм³, другими словами она возросла всего на 11%. Отсюда следует, что объем блоков питания, имеющих мощность более 400 Вт, фактически не находится в зависимости от объема устройства управления.

Объем устройства управления БИВЭ может зависеть от хорошей частоты преобразователя в части используемых в нем моточных изделий и реактивных частей. К ним относятся: трансформаторы для управления силовыми ключами преобразователя, датчики силовых импульсных токов, также элементы схем фильтров вспомогательных ИВЭ для УУ, которые питаются от одной из вторичных обмоток силового ВЧ-трансформатора. Обычно эти моточные и реактивные элементы занимают 15–20% объема УУ. Другие узлы и элементы схемы управления фактически не зависят от частоты преобразования. Отметим очень сильную зависимость объема УУ от элементной базы, также от вида технологии, используемой при ее изготовлении. Об этом мы будем вести речь позже. Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 3 Фильтр угнетения радиопомех

Обычно в качестве ФРП используются два поочередно включенные звена Г-образ-ного фильтра L-C, которые установлены в каждую фазу питающей сети. Конденсаторы ФРП врубаются меж корпусом прибора, блока и дросселем фильтра. Обычно полный импеданс каждого звена ФРП находится в зависимости от частоты питающей сети, а ток, протекающий через дроссель фильтра, определяется мощностью употребления блока питания от сети. Отсюда следует, что характеристики ФРП, также его объем фактически не зависят от рабочей частоты преобразователя. Остальные элементы БИВЭ

В список этих частей входят: коммутационные изделия — разъемы, предохранители, цепи разряда энергии, скопленной в конденсаторе входного сетевого фильтра (Ркл), который при выключении блока питания должен принудительно разряжаться до величины напряжения, неопасного для обслуживающего персонала, элементы индикации, контроля и т. п. Объем этого узла в главном находится в зависимости от частоты питающей сети, также от выходной мощности БИВЭ. Не считая того, необходимо подчеркнуть, что фактически утраты в общем объеме блока питания, возникающие из-за неоптимальной стыковки конструкций отдельных субблоков, обычно, обоснованы различными типами технологий их производства. По мере развития техники, элементной базы и технологии устройств силовой электроники эти утраты должны всегда уменьшаться. Можно утверждать, что если все узлы БИВЭ будут изготавливаться на единой технологической базе, к примеру, на базе унифицированных силовых интегральных модулей [13], то это, непременно, обеспечит минимизацию объема этого узла, прямо до его исключения. Личные технические трудности, решаемые в процессе эволюции БИВЭ Неувязка зарядки конденсатора входного фильтра

Как уже было отмечено, неувязка чрезвычайно огромных токов зарядки конденсатора фильтра входного выпрямителя (ВВ) при первичных сетях переменного тока частотой 400 Гц и выше решается применением L-C-фильтра. В данном случае необходимо только учесть характеристики колебательности фильтра.

Совершенно другая картина зарядки этого конденсатора при сетях переменного тока частотой 50, 60 Гц. Дело в том, что величина емкости этого конденсатора в БИВЭ обычно 100–300 мкФ при мощностях блоков от 100 до 400 Вт. Эта емкость определяется не только лишь мощностью БИВЭ, да и условием сохранения работоспособности блока питания (holding time) при пропадании периода питающей сети [4]. Схемы, обеспечивающие ограничение тока зарядки конденсатора (УЗК) низкочастотного фильтра, можно поделить на последующие виды:

  • с токоограничительным терморезистором;

  • с нелинейной цепью, содержащей, к примеру, тиристор, управляемый от маломощной обмотки силового трансформатора преобразователя;

  • с фазовым управлением тиристора.

Необходимо подчеркнуть, что схема УЗК с терморезистором, имеющим отрицательный температурный коэффициент сопротивления (ТКС), довольно ординарна и надежна. Она отлично себя зарекомендовала в бытовой аппаратуре. Но для блоков аппаратуры промышленного либо оборонного предназначения применение таковой структуры неприемлимо, по многим причинам. Одна из их — это черта готовности блока питания к повторному включению, фактически сходу после его выключения, как штатного, так и нештатного, к примеру, при срабатывании одной из защит. Невозможность обеспечения этой свойства блока питания разъясняется огромным временем «остывания», другими словами восстановления «холодного» сопротивления терморезистора (до нескольких минут). Для БИВЭ, используемых в таких системах, употребляются УЗК на базе нелинейных цепей заряда.

Сначало, с целью упрощения схемы тиристор, закорачивающий зарядный резистор, врубался неизменным напряжением, подаваемым на управляющий переход тиристора. Это напряжение формировалось после пуска преобразователя. При всем этом разумеется, что момент включения тиристора не был связан с фазой сетевого напряжения. В итоге этого при включении тиристора, к примеру, при амплитуде сетевого напряжения, появлялись огромные импульсные токи (80–100 А) до-заряда конденсатора фильтра. Для значимого понижения этих токов был предложен французский патент [14], в каком бросок тока заряда конденсатора в схеме для питания телевизоров уменьшался с 45 до 17 А. В другой публикации [15] говорилось о применении импульсного включения тиристора, которое обеспечивалось в каждом полупериоде сети. В данном случае схема фазового включения тиристора (ФВТ) сформировывает лучший импульс отпирания тиристора, в момент его минимально-допустимого анодного напряжения. Это напряжение, к примеру, для тиристора 2У202Н равно 10 В. Пуск и питание устройства управления

Устранение из схемы сетевого блока питания низкочастотного силового трансформатора существенно усложнило обеспечение вспомогательным электропитанием узлов УУ. Главные пути решения трудности пуска БИВЭ изложены в [2]:

  • применение низкочастотного маломощного трансформатора;

  • автогенератор, присоединенный через гасящее устройство к сети;

  • предварительное скопление энергии для пуска УУ преобразователя, от которого позже осуществляется питание узлов управления с одной из обмоток силового трансформатора;

  • внедрение для пуска УУ части энергии заряда конденсатора фильтра входного сетевого выпрямителя.

Применение низкочастотного трансформатора может быть оправдано только при мощности БИВЭ более 300 Вт. К примеру, применение схемы пуска с трансформатором типа ТПП на частоту 50 Гц в блоке на 100 Вт усугубляет его удельную мощность на 20–30%. Применение для питания УУ автогенератора, который подключается к сети через выпрямитель и гасящее устройство, обычно, это конденсатор, применяется изредка из-за огромных габаритов балластного конденсатора. 3-ий метод пуска предугадывает неспешное [16] либо резвое [17] скопление энергии для пуска в конденсаторе (Cзап), потом включение скачком автогенератора питания УУ. Но в первом случае время пуска БИВЭ растет до нескольких секунд, а во 2-м усложняется схема и возникает высоковольтный транзисторный ключ.

Последняя группа пуска свойственна тем, что эти устройства основаны на принципе использования части энергии, которая выделяется при включении на реактивных элементах входного низкочастотного фильтра. Одна из их предложена японскими спецами [18]. В схеме этого патенте переменное напряжение поступает через выпрямитель на L-C-фильтр. В процессе скопления заряда в конденсаторе Cфвх фильтра осуществляется отбор части энергии при помощи дополнительных обмоток силового дросселя Lдрвх. Напряжение от этих обмоток выпрямляется диодиками, заряжая накопительный конденсатор Cзап, от которого обеспечивается питание УУ. Понятно, что описанная схема создана для первичных сетей с частотой 400 Гц и более, потому что дроссель на частоту 50 Гц имеет огромные габариты.

В качестве альтернативного решения для схемы пуска и питания УУ (зап. УУ) БИВЭ с питанием от промышленной сети частотой 50 Гц, которая употребляет емкостной входной фильтр, можно разглядеть ее вариант, предложенный в [19]. На рис. 3 представлена облегченная схема пуска БИВЭ с устройством разряда конденсатора фильтра Ркл. Как видно на рисунке, напряжение сети Uс после выпрямителя ВВ поступает на конденсатор низкочастотного фильтра Cфвх через узел УЗК, состоящий из диодика D1, накопительного конденсатора Cзап и ограничивающего ток зарядки резистора R1. Параллельно этой цепи включен тиристор VT1. По мере скопления заряда в конденсаторе Cзап, его напряжение добивается величины Uп.АГ, достаточной для пуска скачком автогенератора (АГ) схемы управления. Автогенератор построен по двухтактной схеме преобразователя со средней точкой в первичной обмотке трансформатора Тр.АГ. Вторичные обмотки этого Тр.АГ образуют через выпрямители и фильтры все нужные вспомогательные напряжения для узлов УУ, также делают другие принципиальные функции в методе функционирования устройств БИВЭ.

После включения УУ начинает работать транзисторный преобразователь (ТП), потом возникает выходное напряжение Uвых на нагрузке Rн. Сразу с этим от обмоток силового трансформатора Тр.с при помощи соответственных выпрямителей формируется напряжение «самопитания» УУ через дроссель Lу, также напряжение Uу.т для питания узла ФВТ, созданного для генерации импульсов фазового управления тиристора.

Этот узел работает последующим образом. Нарастающее напряжение анод-катод запертого тиристора VT1, ограниченное стабилитроном СТ2, поступает через дифференцирующую цепь в виде импульса на транзистор VT4, повсевременно «провоцируя» его отпирание. Но до возникновения напряжения Uу.т этот импульс ни на что не оказывает влияние. После нескольких периодов работы ТП Uу.т добивается величины 10–15 В. При всем этом начинает срабатывать одновибратор, построенный на транзисторах VT3 и VT4, на выходе которого формируется управляющий импульс для включения тиристора. Разумеется, что тиристор будет раскрываться при наименьшем напряжении анод-катод, что фактически и обеспечивает малый импульсный анодный ток дозаряда конденсатора Cфвх. На рис. 3 также приведена схема Ркл разряда энергии, скопленной в Cфвх, которая должна работать при каждом выключении блока питания: при работе УУ и преобразователя ТП напряжение Uр.кл от обмотки трансформатора Тр.Аг через выпрямитель подается на конденсатор С1. При всем этом отрицательное напряжение подается в базу высоковольтного транзистора VT2, обеспечивая его надежное запирание во время работы и пуска БИВЭ. После выключения блока питания и прекращения работы автогенератора УУ происходит отпирание VT2 от напряжения Uвх через резисторы R4 и R5. В итоге этого происходит действенный разряд конденсатора фильтра через резистор R3.
Эволюция импульсных источников питания: от прошедшего к будущему. Часть 3
Безаварийное включение и отключение БИВЭ

Наилучшие разработчики импульсных ИВЭ всегда тщательно изучили метод включения всех составляющих блока питания с точки зрения очередности и времени заслуги на выходах многофункциональных узлов данных характеристик рабочего режима. При разработке БИВЭ требования к методу включения блока, питающегося от напряжения 300 В, еще больше растут, потому что повреждение высоковольтного транзистора может привести к каскадной аварии частей в других узлах. При всем этом может быть «выгорание» печатных дорожек, частей в базисных цепях силовых транзисторов, повреждения микросхем и т. п. С другой стороны, практика показала, что много проблем появляется и при выключении блока. Опыт разработчиков БИВЭ подтвердил, что пренебрежение к этому ответственному процессу приводит к очень томным последствиям [4].

Так, известны бессчетные случаи, когда в конце рабочего денька в очередной раз выключался блок питания, а на последующий денек разработчик, включая БИВЭ, обнаруживал выход из строя силовых транзисторов. Анализ этих отказов показал, что аварийный режим для транзисторов создавался на шаге его отключения от сети, другими словами выходы из строя транзисторов происходили в процессе его предшествующего выключения.

Назовем главные предпосылки появления небезопасных для транзисторов режимов на шаге отключения блока. 1-ая — это наличие значимого припаса энергии, скопленной во входном низкочастотном фильтре. 2-ая — это практическое и полное прекращение подачи энергии на схему управления от цепи «самопитания» при уменьшении напряжения Uвх на входе преобразователя на 30%. Последнее приводит к резкому понижению всех выходных вспомогательных напряжений для питания узлов УУ. В итоге к этому моменту времени на конденсаторе Cфвх может оставаться существенное напряжение 150–200 В, подаваемое на преобразователь, в то время как питающие напряжения в схеме управления добиваются критичных значений. При всем этом вероятны аномальные режимы работы силового преобразователя, такие как выход из насыщения силовых транзисторов, отказ системы защиты по току, снижение частоты задающего генератора и т. п.

С целью исключения аварийных режимов работы блока питания, которые вероятны во время переходных режимов при коммутации подаваемого на него сетевого напряжения, предлагается последующее: реализовывать конкретный метод, характеризующий процессы в главных узлах и элементах блока, происходящие на шаге его включения/отключения.

  1. Метод включения БИВЭ [4].

    1.1. После подачи сетевого напряжения Uс начинается процесс зарядки конденсатора фильтра Cфвх, который продолжается ≈150–200 млс, при всем этом сразу заряжается конденсатор Cзап;; при достижении на нем напряжения Uп.АГ происходит пуск автогенератора УУ, таким макаром, появляется 1-ая контрольная (опорная) точка (Uпор.1).

    1.2. Обмотки трансформатора Тр.АГ сформировывают все вспомогательные напряжения для узлов УУ. Потому что самый мощнейший из их — это источник питания Uум усилителей мощности Разум с трансформаторным выходом, то он добивается собственного номинального напряжения позднее всех других источников. При достижении Uум 2-ой контрольной (опорной) точки (Uпор.2) скачком врубается электрический ключ (Sум), через который подается напряжение на Разум.

    1.3. После чего формируются базисные напряжения Uэ-б в силовых транзисторах, и они в штатном режиме начинают работать, а на обмотках силового трансформатора Тр.с возникают напряжения, которые сформировывают Uу.т через 3–4 полупериода рабочей частоты преобразователя, что приводит к включению тиристора VT1 и к окончанию зарядки конденсатора Cфвх до номинального значения Uвх. В итоге этого стремительно наращивается выходное напряжение блока до номинального значения Uвых, что свидетельствует о окончании процесса включения БИВЭ.

  2. Метод отключения БИВЭ [4].

    2.1. После отключения сети напряжение на конденсаторе Cфвх начинает уменьшаться, но из-за параметра поддержки Uвых при пропадании сети на неком интервале времени выходное напряжение остается в норме, после чего напряжение на входе усилителей мощности добивается малого значения, при котором выключается электрический ключ Sум и отключаются Разум. Это — 3-я контрольная (опорная) точка (Uпор.3).

    2.2. Величина Uпор.3 связана со последующими параметрами: напряжения Uэ-б добиваются малого допустимого значения, при котором силовые транзисторы еще находятся в состоянии насыщения. Не считая того, в этот момент времени все другие вспомогательные напряжения в схеме управления имеют такие значения, при которых удовлетворительно работают все узлы и элементы системы управления блоком питания.

    2.3. Транзисторный преобразователь прекращает свою работу, в итоге чего останавливается насыщенный разряд конденсатора Cфвх, начинает уменьшаться напряжение Uп.АГ из-за пропадания тока от цепи «самопитания».

    2.4. Через некое время перестает работать АГ, другими словами исчезает напряжение Uр.кл, а означает, теряется запирающее напряжение на базе транзистора VT2 схемы Ркл, которая обеспечивает разрядку конденсатора фильтра до неопасного напряжения, что свидетельствует о окончании процесса отключения БИВЭ от сети.

    До того как приступить к последней личной дилемме, которая касается электрической защиты силовых частей преобразователя, разглядим ретроспективу развития компонентной базы после 1975 года, потому что характеристики этих частей почти во всем определяют быстродействие и эффективность схем разного типа защит в БИВЭ.

Улучшение компонентной базы на рубеже 1980–1990 гг.

В это время достигнули собственного расцвета и, может быть, предела биполярные высокочастотные, в том числе и высоковольтные, транзисторы. Появились кремниевые переключательные n-p-n-транзисторы завышенной мощности. У этих транзисторов были увеличенные значения предельных характеристик: UCE0 до 650-1500 В, I c до 30-4 А и PC (Ptot) до 60-125 Вт. Другие характеристики транзисторов также были на применимом уровне. А именно, статический коэффициент усиления транзисторов по току (в схеме с общим эмиттером, ОЭ) достигнул значения h21E = 8-50. Не считая того, повысилось быстродействие транзисторов: время включения/выключения (спада) составляло (ton/toff)= 0,05-0,45 мкс, время рассасывания ts = 0,5-2 мкс. Вместе с более совершенными транзисторами стали выпускаться и быстродействующие диоды, у каких время восстановления оборотного сопротивления trr диодов было trr = 0,3-0,05 мкс. При этом ток этих диодов IF(AV) был в границах 3-30 А, а допустимое оборотное напряжение URRMравно 20-200 В.

Посреди российских транзисторов обозначенного вида отметим последующие: 2Т866А, 2Т867А, 2Т862Б, 2Т874А в планарных корпусах; 2Т841А, 2Т847А, 2Т839А в корпусах TO-3, также 2Т824А в металлокерамическом корпусе (НИИ «Пульсар», ковка). Транзисторы разрабатывались в ПО «Пульсар» (Москва), на «Заводе им. 50-летия Октября» (Фрязино) и «Воронежском заводе полупроводниковых приборов», в АП «Кремний» (Брянск) и др. Посреди российских высокочастотных диодов отметим последующие типы: кремниевые p-n-диоды 2Д212А, Б, 2Д213А, Б, сборки диодов (Шоттки) 2Д222АС-ЕС, 2Д238АС-ВС с общим катодом, мощнейший диодик Шоттки 2Д2998А, Б, В, диоды с узкой базой 2Д251А-Е, 2Д231А-Г и др. Диоды разрабатывались в Ташкенте, Томилино, Брянске и др.

Приведем в качестве примера главные характеристики для неких транзисторов:

  • у транзистора 2Т862Б UCE0= 250 В, Ic = 15 А, напряжение насыщения коллектор-эмиттер UCE sat = ≤ 2 В (Ic = 8 А, IB = 2 А), неизменная мощность Pc до 50 Вт, время рассасывания ts = 0,2 мкс;

  • у транзистора 2Т874Б UCE0= 120 В, Ic= 30А, UCE sat≤1 В (Ic= 30 А, IB= 5 А), мощность Pc= 75 Вт при Тк= 25 °С, время рассасывания ts= 0,5 мкс;

  • у транзистора 2Т824А UCE0=400 В, Ic = 10 А, Ic .имп = 17 А (при продолжительности импульса τи ≤ 20 мкс и скважности Q ≥ 10), UCE sat = ≤ 2 В (Ic = 8А, IB = 2 А), мощность Pc= 50 Вт при Тк = 50 °С;

  • у транзистора 2Т841А UCE0≥ 400 В, Ic= 5 А, UCE sat≤ 1,5 В (Ic = 5 А, IB = 1 А), рассеиваемая мощность Pc = 50 Вт при Тк = 50 °С, время спада tсп = 0,5 мкс, (при UCE= 200 В, Ic = 5А, IB1 = IB2 = 1А, τи = 15±1,5мкс и скважности Q ≥ 100);

  • у транзистора 2Т847А UCE0 = 650 В, Ic =15 А, UCE sat≤1,5 В (Ic = 15 А, IB = 5 А), рассеиваемая мощность Pc =125 Вт при Тк = 25 °С, время tсп = 0,8 мкс (при UCE= 200 В, Ic = 15 А, Ic =3 А, τи = 40 мкс).

    Главные характеристики неких высокочастотных диодов, используемых в БИВЭ:

  • диодная сборка 2Д222ВС — два диодика с общим катодом, оборотное напряжение URRM = 40 В, прямой ток IF(AV)= 3 А, неизменное прямое напряжение UF = 0,6 В;

  • диодная сборка 2Д238ВС — два диодика с общим катодом, URRM = 45 В, прямой ток IF(AV) = 7,5 А, прямое напряжение UF= 0,65 В;

  • диодик 2Д2998В: оборотное напряжение URRM = 35 В, прямой ток IF(AV)= 30 А, неизменное прямое напряжение UF= 0,68 В;

  • диодик 2Д251В: URRM=100 В, прямой ток IF(AV)= 10 А, прямое напряжение UF= 1 В, время восстановления оборотного сопротивления trr = 0,05 мкс;

  • диодик 2Д231Б: URRM=200 В, прямой ток IF(AV)= 10 А, прямое напряжение UF= 1 В, время trr = 0,05 мкс.

    Содействовала кардинальному уменьшению объема систем управления импульсными ИВЭ новенькая разработка производства этих устройств. Идет речь о технологии «монтажа на поверхность» [20]. Как показала практика, эта разработка позволяет достигнуть плотности монтажа на единицу объема, сопоставимой с гибридно-пленочной технологией. При всем этом разработка монтажа на поверхность позволяет заавтоматизировать весь цикл монтажа частей на интегральную схему. Для реализации этой технологии было надо «перевести» компонентную базу в маленькие корпуса типа SOT-23, SOT-89 и др., также выпускать эти элементы в блистерной ленте. В этой связи в СССР была принята большая программка перевода электрических компонент в маленькие корпуса, также предпринята разработка других компонент в «бескорпусном» выполнении, позволяющем их внедрение для монтажа на поверхность. Началась эта работа в 1983 году и длилась уже в Рф до конца 1990-х годов.

    Приведем характеристики неких частей, используемых в ИВЭ, которые были выполнены в маленьких корпусах:

  • транзисторы универсальные p-n-p-типа 2Т664А9 и n-p-n-типа 2Т665А9 UCE0=80 В, Ic = 0,8 А, напряжение насыщения коллектор-эмиттер UCE sat — 0,3 В (Ic = 0,15 А, IB = 0,015 А), статический коэффициент передачи по току 250 ≥ h21E ≥ 40, корпус SOT-89;

  • ВЧ-транзисторы p-n-p-типа 2Т3129А9 и p-n-p-типа 2Т3130А9 UCE0=40 В, Ic = 0,05 А, UCE sat≤0,2В (Ic= 0,01 А, IB = 0,001 А), стати ческий коэффициент передачи по току 120 ≥ h21E ≥ 30, корпус SOT-23 (КТ-46);

  • ВЧ-транзисторы p-n-p-типа КТ3153А9 UCE0 = 60 В, Ic = 0,4 А, UCE sat ≤ 0,35 В (Ic = 0,15 А, IB = 0,015 А), коэффициент передачи по току 300 ≥ h21E ≥ 10, корпус SOT-23;

  • набор импульсных диодов 2Д803АС9: два диодика с общим катодом VRRM= 50 В, прямой ток IF(AV) = 0,2 А, IFM max= 1,5 А при τи ≤ 10 мкс, без превышения F(AV )max = 0,2 А с учетом температуры среды tamb от –60 до + 60 °С, корпус SOT-23;

  • набор импульсных диодов КД629АС9: два поочередно соединенных диодика VRRM = 90 В, прямой ток IF(AV) = 0,2 А при tamb = (25±10) °С, IF(AV )max = 0,8 А при τи 10 мкс, без превышения IF(AV )max = 0,2 А, корпус SOT-23.

Заключение

  1. В период с 1976 по 1990 г. были удачно решены главные технические трудности, которые появлялись в импульсных источникахпитания с бестрансформаторным входом по мере их совершенствования. Это позволило наращивать частоту преобразования в БИВЭ от 20 до 100 кГц и выше.

  2. В тот же период времени были разработаны инженерные методики оптимизации частоты преобразования силовых транзисторных преобразователей, также программные продукты для автоматических расчетов как силовых ВЧ-трансформаторов, так и режимов главных силовых полупроводниковых устройств. Некие из этих программ позволяли создавать расчеты ряда предсказуемых характеристик БИВЭ, таких как КПД и удельная большая мощность.

  3. Улучшение компонентной базы с 1980 по 1990 г. в целом обусловило предельные способности развития неких видов изделий электрической техники:

    • ферритовых магнитопроводов для ВЧ-трансформаторов, работающих на частотах до 300 кГц, также ВЧ-дросселей фильтров, построенных на Мо-пермал-лоевых сердечниках;
    • биполярных силовых переключательных транзисторов, которые достигнули в совокупы собственных наилучших технических черт, таких как наибольшее напряжение коллектора 250–1500 В и ток коллектора 10–30 А, также времени рассасывания, которое уменьшилось до 0,2–0,5 мкс;
    • силовых ВЧ-диодов, которые достигнули наибольшего оборотного напряжения для маломощных диодов 400–800 В на ток 1–3 А; 40–200 В при токе 7,5–30 А для диодов Шоттки и до 10 А для диодов с узкой базой, имеющих время оборотного восстановления 0,05–0,1 мкс.
  4. Возникновение последнего поколения электрических частей и других компонент, выполненных в маленьких корпусах (к примеру, SOT-23 и SOT-89 и т. п.), которые были сделаны специально для технологии монтажа на поверхность, позволило за рубежом уже к концу 1980-х годов существенно понизить объем и себестоимость плат управления импульсных ИВЭ.